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TD-SCDMA直放站ALC控制方案研究http:/tech.QQ.com 2007年10月18日15:31 騰訊科技 唐潔 郭見兵 黃濤 王峰 (武漢虹信通信技術(shù)有限責(zé)任公司) 摘要：ALC是保障直放站在網(wǎng)絡(luò)中正常工作的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，本文首先論述了傳統(tǒng)的ALC控制思想，根據(jù)TD-SCDMA制式特殊的信號(hào)格式分析了現(xiàn)有ALC方案在控制TD-SCDMA這種突發(fā)信號(hào)時(shí)的局限性，提出了一種基于軟件實(shí)現(xiàn)的分時(shí)隙ALC控制方案，不僅對(duì)突發(fā)信號(hào)控制及時(shí)，且完全不影響通話質(zhì)量。 關(guān)鍵詞：自動(dòng)電平控制、TD-SCDMA、誤差矢量幅度 Research About ALC Scheme of TD-SCDMA Repeater Abstract: This paper introduce the elements of conventional ALC circuit at first, which is one of the key technology of repeater .Owing to the TD-SCDMA frame is a burst signal, which has a special frame format, it is too difficult for current ALC scheme to control it well. So, there is an scheme that can control the signal power in every time-solt by software, its not only control the burst signal in good time, but also has no influence with quality of communication. Key word: ALC、TD-SCDMA、EVM 1引言 TD-SCDMA（Time Division Synchronous Code Division Multiple Access時(shí)分同步碼分多址）技術(shù)是我國(guó)獲得國(guó)際電聯(lián)批準(zhǔn)的第一個(gè)第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)，該標(biāo)準(zhǔn)能滿足日益增長(zhǎng)的無線通信高速多媒體業(yè)務(wù)和可在世界范圍移動(dòng)的需求，采用了智能天線、聯(lián)合檢測(cè)、軟件無線電和接力切換等新技術(shù)，它必然成為我國(guó)部署3G網(wǎng)絡(luò)的主角。在TD-SCDMA系統(tǒng)中直放站是不可或缺的一部分。直放站的應(yīng)用不僅可以增加網(wǎng)絡(luò)覆蓋，使施主基站的覆蓋得到延伸，也能增加空閑基站的話務(wù)負(fù)荷，或是分?jǐn)偡泵镜脑拕?wù)量，還可以起到優(yōu)化網(wǎng)絡(luò)的作用等，同時(shí)也是解決室內(nèi)覆蓋的重要設(shè)備。 本文所討論的ALC(Automatic level control自動(dòng)電平控制)是直放站系統(tǒng)中極為重要的一環(huán)，它是指當(dāng)放大器輸出信號(hào)電平到達(dá)ALC設(shè)定值時(shí)，增加輸入信號(hào)電平，放大器對(duì)輸出信號(hào)電平的控制能力。對(duì)于直放站來說，ALC技術(shù)所實(shí)現(xiàn)的功能就是一方面控制輸出電平保證功放器件不會(huì)工作在過功率狀態(tài)下,另一方面控制直放站的輸出功率在覆蓋允許范圍內(nèi)，既能夠滿足網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃時(shí)的覆蓋距離要求，又不會(huì)產(chǎn)生過強(qiáng)的輸出信號(hào)對(duì)相鄰基站造成干擾。 2ALC控制方案研究 2.1 ALC的控制原理 要做到在輸出信號(hào)到達(dá)設(shè)定值時(shí)，增加輸入信號(hào)電平，而輸出信號(hào)電平基本保持不變，也就是使放大電路的增益自動(dòng)地隨信號(hào)強(qiáng)度而調(diào)整,使系統(tǒng)的輸出電平保持在一定范圍內(nèi),因此稱為自動(dòng)電平控制。一般的ALC電路可以分成增益受控放大電路和控制電壓形成電路兩部分。其工作原理示意圖如下： 圖1 ALC電路工作原理圖 增益受控放大電路位于正向放大通路，其增益隨控制電壓而改變?？刂齐妷盒纬呻娐返幕静考菣z波器和低通平滑濾波器，有時(shí)也包含門電路和直流放大器等部件。放大電路的輸出信號(hào)Uo 經(jīng)檢波并經(jīng)濾波器濾除低頻調(diào)制分量和噪聲后，與設(shè)定的最大輸出功率進(jìn)行比較，產(chǎn)生用以控制增益受控放大器的電壓Uc 。當(dāng)輸入信號(hào)Ui增大時(shí)，Uo和Uc亦隨之增大 。而作為一個(gè)負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)， Uc 增大使放大電路的增益下降，從而使輸出信號(hào)的變化量顯著小于輸入信號(hào)的變化量，達(dá)到自動(dòng)增益控制的目的。也就是說，ALC電路的主要工作原理是用反應(yīng)信號(hào)幅度變化趨勢(shì)的直流緩變電壓去控制壓控衰減器，以達(dá)到控制輸出電平的目的。 2.2 TD-SCDMA信號(hào)的特點(diǎn) 圖2 TD-SCDMA信號(hào)結(jié)構(gòu) TD-SCDMA信號(hào)的結(jié)構(gòu)如上圖所示。其幀結(jié)構(gòu)將10ms的無線幀分成兩個(gè)5ms的子幀，每個(gè)子幀中有7個(gè)常規(guī)時(shí)隙和3個(gè)特殊時(shí)隙。三個(gè)特殊時(shí)隙分別為下行導(dǎo)頻時(shí)隙DwPTS、主保護(hù)時(shí)隙GP和上行導(dǎo)頻時(shí)隙UpPTS。在7個(gè)常規(guī)時(shí)隙中TS0總是分配給下行鏈路，而TS1總是分配給上行鏈路。通過靈活配置上下行時(shí)隙的個(gè)數(shù)，使TD-SCDMA適用于上下行對(duì)稱及非對(duì)稱業(yè)務(wù)模式。上行時(shí)隙和下行時(shí)隙之間由轉(zhuǎn)換點(diǎn)分開。在TD-SCDMA系統(tǒng)中，每個(gè)5ms的子幀有兩個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)：第一個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)是從下行鏈路轉(zhuǎn)到上行鏈路，位置在DwPTS和UpPTS之間的GP；第二個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)是從上行鏈路轉(zhuǎn)到下行鏈路，位置在每個(gè)子幀中最后一個(gè)上行時(shí)隙和第二個(gè)下行時(shí)隙之間，TS0是第一個(gè)下行時(shí)隙。其中，第一個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)相對(duì)于每個(gè)子幀的開始時(shí)間是固定的；第二個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)隨著分配給上下行的時(shí)隙數(shù)不同而變化。 由于TD-SCDMA綜合使用了時(shí)分、頻分、碼分和空分多種復(fù)用技術(shù)，也就是說，在每個(gè)頻點(diǎn)的每個(gè)常規(guī)時(shí)隙都可同時(shí)承載多個(gè)用戶，這些用戶按照不同的擴(kuò)頻碼來區(qū)分,在智能天線技術(shù)更加成熟之后甚至可以同擴(kuò)頻碼根據(jù)空間區(qū)分。而系統(tǒng)根據(jù)一定的DCA算法動(dòng)態(tài)的將信道分配給用戶,在某個(gè)時(shí)隙中的多個(gè)用戶距離基站的距離會(huì)有不同,移動(dòng)的速度也會(huì)不同并且具有不同的信道衰落特性。實(shí)際上，在一個(gè)子幀中,不同的時(shí)隙會(huì)有不同的碼道占用情況,造成各時(shí)隙功率的差異，而多個(gè)連續(xù)子幀的同一常規(guī)時(shí)隙的功率也都是不同的。 2.3 ALC控制方案分析 由TD-SCDMA的信號(hào)子幀格式可以發(fā)現(xiàn)，這是一種高峰均比的突發(fā)脈沖信號(hào)，而并非連續(xù)信號(hào)，這就對(duì)普通放大器的自動(dòng)電平控制帶來一定的困難，當(dāng)信號(hào)出現(xiàn)的時(shí)候由于自動(dòng)電平控制不能立即做出響應(yīng)，而自動(dòng)電平控制開始響應(yīng)后造成突發(fā)信號(hào)已經(jīng)失真，沒有真正起到自動(dòng)電平控制的作用。并且由于每個(gè)用戶在一個(gè)子幀中都只能分配到一個(gè)時(shí)隙，那么傳統(tǒng)的電平控制就存在這樣一個(gè)問題：在進(jìn)行電平控制的時(shí)候是對(duì)于整個(gè)鏈路的衰減，所以當(dāng)某個(gè)時(shí)隙功率過大后，會(huì)將整個(gè)鏈路進(jìn)行衰減，這必然使其他沒有過功率的時(shí)隙的功率也跟著降低，那么必然影響其它時(shí)隙用戶通話。因此，我們提出一種分時(shí)隙ALC的方案。 2.3.1 硬件分時(shí)隙ALC根據(jù)ALC的控制原理和TD-SCDMA子幀的特點(diǎn)，直接的解決方案是通過減小ALC回路中RC濾波器的時(shí)間常數(shù)以提高反應(yīng)速度，使ALC電路在每個(gè)時(shí)隙的突發(fā)時(shí)刻都進(jìn)行一次增益控制，但同時(shí)帶來的問題就是當(dāng)RC的時(shí)間常數(shù)較小時(shí)，高峰均比的TD突發(fā)信號(hào)就會(huì)通過RC低通濾波器頻繁控制壓控衰減器動(dòng)作，使時(shí)隙內(nèi)鏈路增益波動(dòng)，造成EVM指標(biāo)惡化。 EVM （Error Vector Magnitude誤差矢量幅度）定義為誤差矢量功率與參考信號(hào)矢量功率的均方比，以百分?jǐn)?shù)形式表示，測(cè)試的時(shí)間為一個(gè)時(shí)隙，它所表征的是測(cè)量信號(hào)同參考信號(hào)的誤差矢量，用于衡量總體調(diào)制質(zhì)量，反應(yīng)信號(hào)的損傷程度。經(jīng)過實(shí)驗(yàn)，不同時(shí)間常數(shù)的EVM惡化情況可見下表（轉(zhuǎn)換點(diǎn)在TS3和TS4之間）： 由于實(shí)驗(yàn)所用ATT（attenuator衰減器）電路不能對(duì)TD突發(fā)信號(hào)有效的控制（即達(dá)到輸入增加1dB，輸出增加在0.2dB內(nèi)），因而我們用加在壓控ATT上的控制電壓的有效值來區(qū)別衰減量的大小，0.68V約對(duì)應(yīng)起控3dB；0.80V約對(duì)應(yīng)起控5dB。 可以發(fā)現(xiàn)： ALC起控衰減越大，EVM惡化越嚴(yán)重； 起控回路濾波器的時(shí)間常數(shù)越小，EVM惡化越嚴(yán)重； 突發(fā)信號(hào)的前沿（TS4）比突發(fā)信號(hào)的后沿（TS0），EVM惡化嚴(yán)重； 同樣的時(shí)隙，碼道數(shù)少時(shí)EVM受ALC電路動(dòng)作影響大。 由此可知，TD-SCDMA信號(hào)的突發(fā)特性和高峰均比用傳統(tǒng)的ALC硬件電路是難以實(shí)現(xiàn)分時(shí)隙電平控制的：時(shí)間常數(shù)大則無法對(duì)突發(fā)信號(hào)前沿進(jìn)行控制，且易導(dǎo)致此時(shí)放大器工作于過功率等非線性狀態(tài)，造成放大器損壞；時(shí)間常數(shù)小則使得整個(gè)回路在一個(gè)子幀內(nèi)頻繁動(dòng)作，造成各時(shí)隙信號(hào)削波，EVM指標(biāo)惡化。 因此我們提出軟件分時(shí)隙上下行ALC的實(shí)現(xiàn)方案。 2.3.2 軟件分時(shí)隙ALC 此方案的主要思想是當(dāng)直放站和基站建立同步以后，使用高速AD芯片對(duì)每個(gè)時(shí)隙功率進(jìn)行采集，多幀對(duì)應(yīng)時(shí)隙累加取平均并將結(jié)果存入對(duì)應(yīng)各時(shí)隙輸出功率寄存器中，再根據(jù)所設(shè)置的ALC值、當(dāng)前各時(shí)隙輸出功率以及第二轉(zhuǎn)換點(diǎn)，計(jì)算出各時(shí)隙的衰減值存入寄存器，然后根據(jù)系統(tǒng)同步計(jì)數(shù)器值分別在不同時(shí)隙命令按照衰減值寄存器中的值執(zhí)行衰減。 此方案的優(yōu)點(diǎn)在于使用軟件定時(shí)控制，軟件可以控制衰減鏈路在各時(shí)隙的保護(hù)間隔動(dòng)作，起控后不會(huì)造成信號(hào)失真，因而也不會(huì)造成EVM的指標(biāo)惡化；可以對(duì)各時(shí)隙分開控制，某時(shí)隙過功率后，只對(duì)這個(gè)時(shí)隙進(jìn)行控制，而不會(huì)影響其它時(shí)隙功率，經(jīng)過驗(yàn)證，即使在深度起控10dB情況下，直放站輸出信號(hào)各個(gè)時(shí)隙的射頻指標(biāo)都不會(huì)受到影響；并且控制靈活，只需要軟件設(shè)置ALC值即可，不需要調(diào)節(jié)電位器來改變ALC值。 3. 小結(jié) 采用軟件分時(shí)隙ALC對(duì)TD-SCDMA信號(hào)進(jìn)行功率控制輕易避免了傳統(tǒng)的硬件ALC電路所無法克服的控制電壓直流緩變特性與TD-SCDMA突發(fā)信號(hào)的矛盾，并且對(duì)不同的時(shí)隙有不同的衰減值，不僅保障本時(shí)隙射頻指標(biāo)正常，對(duì)其它時(shí)隙也沒有影響，軟件控制衰減器在時(shí)隙保護(hù)間隔動(dòng)作，保證不會(huì)損傷信號(hào)，且控制靈活，調(diào)測(cè)時(shí)易于修改，極好的解決了由于TD-SCDMA信號(hào)格式特殊性所引起的功率控制問題。但軟件控制畢竟需要一定的檢測(cè)計(jì)算時(shí)間，起控速度比硬件電路稍慢，可能造成短時(shí)間的過功率時(shí)不能正常起控。因此，如何以更低的檢測(cè)時(shí)間得到更高的檢測(cè)準(zhǔn)確度是軟件分時(shí)隙ALC需要不斷改進(jìn)的方向。信號(hào)源的ACL環(huán)路設(shè)計(jì)引 言 自動(dòng)電平控制(auto Level control，ALC)的作用是當(dāng)輸入電平在較大范圍內(nèi)變化時(shí)，輸出電平恒定不變，即當(dāng)輸入信號(hào)功率很不穩(wěn)定或者有較大變化時(shí)，經(jīng)過ALC環(huán)路穩(wěn)幅后，輸出信號(hào)的功率值都會(huì)穩(wěn)定在一個(gè)相對(duì)恒定的幅度值上。為保證整機(jī)輸出功率穩(wěn)定，在射頻放大器電路中設(shè)置ALC環(huán)路電路尤為必要。本文設(shè)計(jì)的這款電路主要用于信號(hào)源后端輸出，可滿足帶寬為0.251 000MHz的射頻信號(hào)穩(wěn)幅輸出要求，同時(shí)具有20 dB動(dòng)態(tài)范圍、最大輸出功率滿足+13 dBm1.5 dB的功能。當(dāng)前很多ALC環(huán)路電路設(shè)計(jì)都很復(fù)雜、電路龐大、設(shè)計(jì)成本高，而本文介紹的這款A(yù)LC穩(wěn)幅環(huán)路，在滿足指標(biāo)要求的前提下，盡量使設(shè)計(jì)簡(jiǎn)潔，電路簡(jiǎn)化，具有很高的性價(jià)比。1 基本原理ALC環(huán)路框圖如圖1所示。ALC穩(wěn)幅環(huán)路由調(diào)制器、RF放大電路、功分電路、檢波電路、求和運(yùn)放電路、參考預(yù)置電路等幾部份組成，它們構(gòu)成負(fù)反饋環(huán)路。RF射頻信號(hào)輸入到調(diào)制器，經(jīng)RF射頻放大電路放大，為保證穩(wěn)幅功率值，最大功率要大于穩(wěn)幅功率值，并有一定余量，RF射頻放大電路采用兩級(jí)功率放大的方式對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大；RF射頻信號(hào)經(jīng)RF射頻放大電路放大后，定向耦合器按比例耦合出部分功率，經(jīng)檢波器后產(chǎn)生一個(gè)檢波電壓，與預(yù)置參考電壓進(jìn)行求和積分運(yùn)算，求和電路輸出電壓反饋控制電調(diào)衰減器，組成負(fù)反饋環(huán)路，使微波信號(hào)功率恒定輸出。設(shè)定一個(gè)參考預(yù)置電壓，經(jīng)求和運(yùn)放電路后，形成一個(gè)負(fù)反饋電壓，負(fù)反饋電壓控制調(diào)制器衰減量。RF信號(hào)經(jīng)調(diào)制器衰減后，部分功率按比例功分到檢波電路，經(jīng)檢波器后產(chǎn)生一個(gè)檢波電壓，與預(yù)置電壓求和。當(dāng)檢波電壓大于預(yù)置電壓時(shí)，即RF功率大于預(yù)置功率，經(jīng)求和電路后，負(fù)反饋電壓變小，調(diào)制器衰減量變大，RF功率變小，直至求和電路平衡，RF功率穩(wěn)定；當(dāng)檢波電壓小于預(yù)置電壓時(shí)，即RF功率小于預(yù)置功率，經(jīng)求和電路后，反饋電壓變大，調(diào)制器衰減量變小，RF功率變大，直至求和電路平衡，RF功率穩(wěn)定。利用求和積分電路平衡性，組成負(fù)反饋ALC環(huán)路，可使輸出RF信號(hào)保持恒定。為保證整機(jī)輸出功率穩(wěn)定不變，ALC取樣電路應(yīng)設(shè)置在整機(jī)輸出端。為充分利用各級(jí)放大器晶體管的使用效率，不致因輸入信號(hào)的變化或其他因素引起放大器的增益變化而使放大器進(jìn)入非線性狀態(tài)，在保證整機(jī)噪聲系數(shù)的前提下，要求把受控電路置于輸入端，使增益環(huán)路加大，控制靈敏度提高。由于從取樣到受控電路進(jìn)入控制狀態(tài)需要一定時(shí)間，雖然時(shí)間較短，但當(dāng)輸入信號(hào)或放大器的增益發(fā)生變化時(shí)，也會(huì)使放大器進(jìn)入非線性狀態(tài)，尤其對(duì)末級(jí)放大器的影響最為嚴(yán)重。末級(jí)放大器所選用大功率晶體管的線性輸出功率都不太富裕，只能滿足額定輸出功率下的線性要求，在輸入信號(hào)變化較大的情況下，還有可能擊穿大功率晶體管的基射結(jié)。因此，在設(shè)計(jì)整機(jī)的自動(dòng)電平控制電路時(shí)，不僅要考慮到輸入信號(hào)的影響，而且還要考慮通道增益的變化。2 關(guān)鍵電路設(shè)計(jì)2.1 調(diào)制器設(shè)計(jì)2.1.1 調(diào)制器的工作原理PIN二極管是常用的調(diào)制器元件，當(dāng)PIN二極管處于正向?qū)顟B(tài)時(shí)，電子從N層注入到I層，空穴從P層注入到I層。由于I層中存在復(fù)合現(xiàn)象，擴(kuò)散至I層的載流子濃度隨進(jìn)入I層的深度而降低。隨正向偏壓的增加，I層中空穴和電子濃度不斷提高，逐漸趨于大致相等的狀態(tài)，這時(shí)I層的電阻率大為下降，呈現(xiàn)一個(gè)小電阻，改變正向偏流可改變其電阻值。PIN二級(jí)管的電阻Rf與正向電流I的關(guān)系可用下面經(jīng)驗(yàn)公式計(jì)算，得：式中：I為正向電流(mA)；Ka為比例系數(shù)，與I層電阻率和總面積有關(guān)，一般在2050之間。當(dāng)電流I在0幾mA內(nèi)變化時(shí)，Rf在幾10 k范圍內(nèi)變化。正向偏置時(shí)，用作衰減器的PIN二極管I區(qū)很薄，I區(qū)的電導(dǎo)可用直流偏流來改變，使該器件成為一個(gè)隨偏流而變化的線性電阻。當(dāng)外加反向偏壓后，外加電場(chǎng)與內(nèi)建電場(chǎng)一致，總的電場(chǎng)加強(qiáng)，空間電荷變寬。當(dāng)外加電壓足夠高時(shí)，整個(gè)I層被耗盡，呈穿通狀態(tài)，此時(shí)二極管等效為一個(gè)小電容，阻抗很高，可視為開路。調(diào)制器利用PIN二極管的電阻變化范圍較寬，有一定的線性區(qū)域，在理想情況下，斜率為一常數(shù)，對(duì)射頻信號(hào)的衰減量進(jìn)行線性控制。要實(shí)現(xiàn)自動(dòng)電平控制，必須利用這一特性使PIN二極管工作在其線性段，隨控制電壓的不同而調(diào)節(jié)RF射頻信號(hào)的衰減量，實(shí)現(xiàn)最終輸出功率的恒定。2.1.2 調(diào)制器電路設(shè)計(jì)由于RF射頻信號(hào)頻率覆蓋很寬(0.251 000MHz)，這就要求帶寬較寬的調(diào)制器，本文選擇Agilent公司的器件HSMP3832(PIN二極管)作為調(diào)制器，它可在DC到4GHz頻率范圍內(nèi)具有良好的線性衰減特性。ALC環(huán)路調(diào)制器電路如圖2所示。由于HSMP3832單片有8 dB線性衰減動(dòng)態(tài)范圍，本文采用多管串連模式，通過4個(gè)管芯串連，整體可達(dá)到30 dB線性衰減的動(dòng)態(tài)范圍，這樣就可以滿足ALC環(huán)路20 dB穩(wěn)幅范圍的要求。2.2 放大電路設(shè)計(jì)RF射頻放大電路是本文設(shè)計(jì)的重點(diǎn)，它的性能好壞對(duì)該系統(tǒng)至關(guān)重要。由于輸入信號(hào)頻率從250 kHz到1 GHz，頻帶很寬，這就要求放大器具有很好的帶寬；而考慮到其他部分的插入損耗及PIN管的衰減，在輸入RF射頻信號(hào)功率為+0 dBm1.5 dB時(shí)，功率放大增益至少為18 dB才能保證輸出信號(hào)為+13 dBm，單級(jí)放大已經(jīng)無法滿足。本文選用兩級(jí)功率放大方式：前級(jí)放大器為低噪聲放大器，選擇PHILIPS公司的BFQ34；后級(jí)為中功率放大器，選擇了PHILIPS公司的LTE21009R。2.2.1 前級(jí)放大電路設(shè)計(jì)ALC環(huán)路前級(jí)放大器電路如圖3所示，BFQ34是一款高性能的放大器芯片，工作頻率從DC到4 GHz，典型增益為16.3 dB，壓縮點(diǎn)P1dB為26 dBm。GUM是放大器最大增益，如下所示：2.2.2 后級(jí)放大電路設(shè)計(jì)后級(jí)放大電路選用HILIPS公司的LTE21009R，LTE21009也是一款高性能的放大器芯片，工作頻率從DC到4.2 GHz，典型增益大于10 dB，壓縮點(diǎn)P1dB為28 dBm,，ALC環(huán)路后級(jí)放大電路如圖4所示，RF信號(hào)經(jīng)C3交流耦合輸入，C3、C5為隔直電容；C4為交流負(fù)反饋電容，為了得到較大功率，使LTE21009工作在最大功放狀態(tài)，C4選擇了較大容值；L1為隔交流電感，因?yàn)檫@里頻段較寬，就要求L1不僅有較好的低頻響應(yīng)，還要有很好的高頻響應(yīng)，如果沒有單個(gè)寬頻段頻響電感，可選用低頻電感和高頻電感串連方式替代。2.2.3 放大電路功率分配RF射頻信號(hào)通過調(diào)制器后，信號(hào)插損3 dB左右，考慮到功分器損耗及電路損耗，RF射頻放大電路要求不低于18 dB增益。兩級(jí)放大電路功率增益分別是：前級(jí)放大器增益優(yōu)于8 dB，根據(jù)實(shí)際設(shè)計(jì)效果，BFQ34足夠滿足這一指標(biāo)；后級(jí)放大器增益優(yōu)于10 dB，LTE21009也可足夠滿足這一指標(biāo)。因?yàn)檫€要考慮噪聲影響，這里BFQ34增益并不要調(diào)到最大增益，在滿足整體功率要求同時(shí)，盡量減少噪聲影響。這2種放大器都是功率放大器件，需要良好散熱，否則會(huì)使器件因?yàn)檫^熱而損壞。2.3 功分檢波電路設(shè)計(jì)功分檢波電路一般會(huì)選擇微波集成模塊完成，而微波集成模塊一般低端只能到10 MHz，不能覆蓋到252 kHz的頻率，而且模塊體積較大，會(huì)占用很大空間，在這里本文設(shè)計(jì)了一種簡(jiǎn)單實(shí)用的功分檢波電路。如圖5所示，采用電阻功分方式按比例功分一部分RF射頻功率輸出到檢波器，這種功分方式對(duì)RF信號(hào)輸出功率影響相對(duì)較小，經(jīng)過功分器后，信號(hào)插損小于2 dB。因?yàn)镽F射頻信號(hào)帶寬較寬(0.251 000 MHz)，檢波器也要滿足這一要求，檢波器選擇選擇Agilent公司的器件HSMP2815。HSMP2815是內(nèi)部帶溫度補(bǔ)償?shù)男ぬ鼗O管RF檢波器，輸入功率從-30 dBm至+15 dBm，檢波頻率從100 kHz到4 GHz。利用肖特基二極管和外部電容來對(duì)RF輸入電壓進(jìn)行峰植檢波，檢波電壓輸出用于后端求和電路。3 實(shí)際電路設(shè)計(jì)效果本設(shè)計(jì)主要是針對(duì)信號(hào)源實(shí)現(xiàn)功率穩(wěn)定輸出一款電路，針對(duì)RF射頻信號(hào)滿足以下指標(biāo)要求：(1)頻率范圍為0.251 000 MHz；(2)穩(wěn)幅輸出動(dòng)態(tài)范圍為-7+13 dBm；(3)功率準(zhǔn)確度為1.5 dBm；(4)最大穩(wěn)幅功率為+13dBm。測(cè)試結(jié)果如表1和表2所示。4 結(jié) 論本文的ALC環(huán)路具有寬頻響(0.251 000 MHz)、寬動(dòng)態(tài)范圍(20 dB動(dòng)態(tài)范圍)、高功率(最大輸出功率可達(dá)到+13 dBm)、低噪聲、性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，是一種理想的穩(wěn)幅環(huán)路。1、用途及特點(diǎn) 在無線通信系統(tǒng)，高功放（HPA）是發(fā)信電路重要組成部份。通常，它由多級(jí)放大器構(gòu)成，其輸出端是發(fā)射鏈路最高電平點(diǎn)，它經(jīng)雙工器與發(fā)射天線連接。 HPA在發(fā)信電路部位如圖1所示。 高功放主要作用，是在發(fā)射頻率上，將低電平信號(hào)放大到遠(yuǎn)距離傳輸所要求的高功率電平。 因頻段、傳輸距離、天線增益、信號(hào)調(diào)制方式等因素，不同發(fā)射機(jī)HPA輸出功率差異甚大。在常用微波頻段（800MHz28GHz）可從幾十瓦到幾十毫瓦不等。 高功放電路特點(diǎn)： （1） 在大容量（或多載波）數(shù)字通信系統(tǒng)，設(shè)計(jì)HPA電路尤其是末級(jí)電路，常發(fā)生大功率輸出與線性要求之間矛盾。經(jīng)常采用三種解決辦法 * 采用平衡放大電路，其合成輸出功率較單管增加一倍且保持單管線性。在常用微波頻段經(jīng)常用下圖所示正交混合電路（或3dB橋）實(shí)現(xiàn)功率合成。 * 采用預(yù)失真補(bǔ)償電路，設(shè)計(jì)一個(gè)預(yù)失真網(wǎng)絡(luò)使它產(chǎn)生的三階互調(diào)與HPA三階互調(diào)在輸出合路器中相互抵消。構(gòu)成方式如下圖所示， 予失真補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)復(fù)雜、帶寬窄，使用不普遍。 *在HPA前級(jí)設(shè)置自動(dòng)電平控制（ALC）電路，通過末級(jí)輸出耦合檢波直流，控制PIN衰耗，保持輸出功率恒定。防止因前級(jí)輸入電平過高因飽和失真。該方法只能予防失真而不能改善失真， （注： ALC與大容量長(zhǎng)距離數(shù)字微波采用的ATPC不同，前者是以保持發(fā)射機(jī)輸出功率恒定，防止失真為目的，采用的是開環(huán)控制方式。而自動(dòng)發(fā)射功率控制（ATPC）是發(fā)射機(jī)功率受控于對(duì)端接收電平，當(dāng)電波傳播發(fā)生深度平衰落時(shí)，提高發(fā)射功率，最大可達(dá)到額定功率。在正常傳輸時(shí)間里使發(fā)射功率小于額定功率 10dB。采用的是閉環(huán)控制方式。是以減輕干擾、抗平衰落為目的。） （2） HPA采用的大功率器件都呈現(xiàn)極低的輸入、輸出阻抗，其阻抗實(shí)部絕對(duì)值很小，都在13歐姆左右，而容抗和引線電感很大。對(duì)這樣的大功率器件進(jìn)行輸入、輸出和級(jí)間匹配非常困難。因單片微波集成電路（MMIC）技術(shù)的發(fā)展，許多廠家已制造出輸入輸出內(nèi)匹配的大功率器件，大大地緩解設(shè)計(jì)難度。 （3）HPA輸出級(jí)必須要考慮空載保護(hù)。若與輸出負(fù)載間發(fā)生嚴(yán)重失配（如，連接天線饋線開路或短路）末級(jí)與輸出負(fù)載電路之間將產(chǎn)生大駐波電壓，駐波峰值電壓一旦落在器件漏極，它與供電電壓迭加將使器件擊穿。 在微波頻段常采取二種保護(hù)方法，在4GHz以上頻段借助于輸出隔離器中的反向吸收負(fù)載R吸收反射波，它如下圖所示， 在低頻段常用定向耦合器（Diectional coupler）檢測(cè)反射波，超出定值時(shí)自動(dòng)切斷功放電源并發(fā)出告警。工作示意圖如下 設(shè)計(jì)工程師可根據(jù)工作頻率、電路結(jié)構(gòu)選取分布參數(shù)或集中參數(shù)定向耦合器。 （注：定向耦合器是互易器件，當(dāng)信號(hào)從原規(guī)定的“IN”口輸入改為“OUT”口輸入時(shí)，其耦合口“COUP”和隔離口“ISO”也將互換。定向耦合器常用二個(gè)參數(shù)表征如下： 耦合量 CdB = 10log(Pco/Pin) 方向性 DdB = 10log(Pco/Pis) 其中 Pin , Pco , Pio 分別為入口輸入功率、耦合口及隔離口輸出功率。） （4）目前在HPA電路常用高頻大功率砷化鎵場(chǎng)效應(yīng)晶體管（GaAsFET）或者用其管芯制作的MMIC“放大塊”，開關(guān)機(jī)時(shí)，如柵偏壓稍遲后于漏壓或無柵壓時(shí)即會(huì)損壞。因而偏置電路要有保護(hù)措施，下圖為保護(hù)措施之一。 根據(jù)所用器件，高功放大致可分成三種類型： * 硅雙極晶體管（Si Bipolar Transistor）功率放大器。在大功率放大時(shí)，單管增益及效率低，帶寬窄，線性及反向隔離差，它通常用于3GHz以下頻段，其優(yōu)點(diǎn)是便宜和不需負(fù)偏壓。但目前已逐漸被場(chǎng)效應(yīng)晶體管功放所代替。 * 砷化鎵場(chǎng)效應(yīng)晶體管（GaAs Field-Effect Transistor）功率放大器。它包括由砷化鎵場(chǎng)效應(yīng)晶體管管芯制成的內(nèi)匹配單片微波集成電路（MMIC）。這類器件工作頻率及效率高，線性及反向隔離性能都優(yōu)于硅雙極晶體管，目前商用化器件最高工作頻率可達(dá)40GHz,實(shí)驗(yàn)室可達(dá)80GHz。尤其內(nèi)匹配MMIC集成功放塊帶寬寬、穩(wěn)定得到普遍應(yīng)用。需要負(fù)偏置及偏置保護(hù)電路是缺點(diǎn)。 *砷化鎵異結(jié)質(zhì)雙極晶體管（GaAs Heterojunction Bipolar Transistor）功率放大器。這種器件特別適宜功放應(yīng)用，它有砷化鎵場(chǎng)效應(yīng)晶體管一樣好的性能（特別在線性和高耐壓性能上更好些），同時(shí)它又克服了需要負(fù)偏置及偏置保護(hù)電路的缺點(diǎn)。它發(fā)展歷史較短（走出實(shí)驗(yàn)室僅十年）在大功率應(yīng)用可靠性上人們還不放心。 2、電路構(gòu)成及工作原理 高功放只是發(fā)信設(shè)備的一個(gè)組成部分，它的構(gòu)成和功能完全取決于整個(gè)設(shè)備性能的要求。不同用途的發(fā)信設(shè)備其具體電路構(gòu)成和實(shí)現(xiàn)的功能會(huì)有差別。例如下面給出的7GHz微波發(fā)射機(jī)功放電路其輸入為恒定電平，該電路不帶ALC功能。 功能框圖及主要電路組成如圖2所示。 圖2 給出7GHz 發(fā)射機(jī)功放框圖和主要電路。 該電路由五級(jí)放大組成，前四級(jí)為單管串聯(lián)放大，末級(jí)為平衡功率放大。按各級(jí)功能和所處位置也可稱作低噪聲放大級(jí)、驅(qū)動(dòng)級(jí)、末前級(jí)、末級(jí)。整個(gè)放大器采用二種封裝工藝砷化鎵場(chǎng)效應(yīng)器件，前三級(jí)放大用分立元件場(chǎng)效應(yīng)晶體管，后二級(jí)用單片微波集成電路MMIC，并采用帶保護(hù)電路的雙極性偏置電壓（具體電路省略）。該電路總增益40dB,線性輸出2瓦（33dBm）。 各部分作用： 低噪聲放大級(jí)- 眾所周知，變頻式發(fā)射機(jī)輸出噪聲主要成分是調(diào)相噪聲，其主要來源是發(fā)射振蕩器產(chǎn)生的相位噪聲。所以在發(fā)射機(jī)指標(biāo)中都要規(guī)定振蕩器相噪，而對(duì)這類發(fā)射機(jī)中的 HPA熱噪聲要求不高，通常HPA噪聲系數(shù)在6 8dB時(shí)都可滿足要求。在直放式發(fā)射機(jī)中，盡管輸出噪聲主要成分是熱噪聲，因直放機(jī)收信輸入端都有精心設(shè)計(jì)的高增益低噪聲放大器（LNA），它有足夠高的增益和極小噪聲系數(shù)，從而減輕了對(duì)HPA低噪聲要求。 相對(duì)于接收機(jī)低噪聲放大級(jí)而言，在HPA中提出低噪聲放大概念似乎不恰當(dāng)，但它畢竟是多級(jí)級(jí)聯(lián)放大器輸入級(jí)，是HPA本身熱噪聲的主要來源，相對(duì)HPA其他級(jí)而言，對(duì)HPA前級(jí)要提出低噪聲高增益要求。 驅(qū)動(dòng)級(jí)- 采用平衡式末級(jí)輸出方案時(shí)，末前級(jí)輸出功率與末級(jí)單管輸出功率幾乎相近，它為末前級(jí)提供足夠地輸入激勵(lì)功率。驅(qū)動(dòng)級(jí)通常采用中功率輸出器件。 末前級(jí)- 末前級(jí)功放主要作用是補(bǔ)償末級(jí)輸入正交耦合器分路損耗（3dB），并為二只并聯(lián)末級(jí)功放管提供輸入功率。 末級(jí)- 如圖2所示，它采用二只相同特性的MMIC功率放大塊和二只相同特性的正交耦合器組成平衡功率放大器。為取得良好性能，上、下二支路應(yīng)當(dāng)在工作頻段保持幅度、相位特性相同。這樣結(jié)構(gòu)的輸出功放有三個(gè)特點(diǎn)， * 較單管線性最大輸出功率提高3dB。 * 如下圖所示，利用輸入端正交耦合器相位正交特性，使上、下二支路放大管入端反射波在正交耦合器入口抵消，有效地改善了末級(jí)與末前級(jí)之間匹配。 那么，它從輸出端口2和4反射到端口1的合成反射波為Vref= (Vrsm/2) S11 e (-it+i+180) + (Vrsm/2) S11 e (-it+i)=0 ， 即表明，當(dāng)正交耦合器輸出端口2和4接相同負(fù)載時(shí)，返回到端口1的合成反射波抵消。實(shí)際電路不會(huì)理想對(duì)稱，合成反射波不會(huì)完全抵消，然而卻能顯著地改善末級(jí)與末前級(jí)之間匹配。 * 當(dāng)某一MMIC放大塊損壞時(shí)，另一放大塊仍可正常工作（僅功率較原先降低6dB）。 隔離器- 該器件輸入、輸出阻抗在很寬頻帶內(nèi)等于特性阻抗，并且正向傳輸損耗很小（通常0.5dB以下）而反向傳輸損耗很大（通常25dB以上），即有單向傳輸特性。它常用在多級(jí)高增益放大器的輸入、輸出、級(jí)間電路吸收反射波改善匹配，使帶內(nèi)正向傳輸特性（如幅頻特性、時(shí)延特性）更平坦，同時(shí)它又在很寬頻帶內(nèi)產(chǎn)生反向損耗，減小后級(jí)對(duì)前級(jí)耦合，從而有效防止帶內(nèi)、帶外自激。其中末級(jí)輸出隔離器還肩負(fù)輸出負(fù)載開路保護(hù)作用。 末級(jí)耦合輸出-用于輸出功率監(jiān)測(cè)。 3、高功放電氣特性 這里討論的高功放，它是具體發(fā)射機(jī)的一部分，對(duì)電氣指標(biāo)要求以及指標(biāo)項(xiàng)目規(guī)定完全取決于正機(jī)指標(biāo)的規(guī)定和分配，它與商用說明書供用戶選用參考的通用放大器所規(guī)定的指標(biāo)和項(xiàng)目有所不同。 1） 工作頻段-是指放大器滿足或優(yōu)于所規(guī)定的電氣性能時(shí)，實(shí)際所要求的工作頻率范圍。（注：放大器是寬帶部件，其3dB帶寬較“工作頻段”寬得多。） 2） 額定輸出功率-在規(guī)定的輸入電平和滿足傳輸線性條件下，在規(guī)定的負(fù)載上所要求的輸出功率值。為滿足工作溫度變化，通常以常溫值為標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定上、下限，如 P+0dB-2dB 。輸出功率是絕對(duì)值，單位用W,mw,dBm,dBw表示。（注：在測(cè)試發(fā)射機(jī)額定輸出功率指標(biāo)時(shí)，必須在調(diào)制狀態(tài)下用功率計(jì)測(cè)試，而高功放應(yīng)在工作載波狀態(tài)下用頻譜儀測(cè)試。） 3） 增益-放大信號(hào)輸出與輸入功率之比，它是相對(duì)量，通常用dB表示。通常在中心頻率額定輸出電平下測(cè)量。 4） 幅頻特性（或帶內(nèi)波動(dòng)）-它定義為放大信號(hào)輸出幅度隨頻率的變化量。它用工作頻率范圍內(nèi)最大輸出幅度與最小幅度（用dB單位）差值表示。該差值即是用dB 表示的放大器輸出幅度隨頻率變化的峰-峰值。例如，要求帶內(nèi)波動(dòng)小于等于0.3dB時(shí)，可表示為Ap-p0.3dB。應(yīng)指出，該指標(biāo)不計(jì)入幅度隨溫度的變化量。當(dāng)放大器件確定后，放大器幅頻特性主要決定因素是 輸入、輸出、級(jí)間匹配特性。該參數(shù)利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量。 5） 傳輸（相對(duì)）時(shí)延（或傳輸相位特性）-它定義為放大信號(hào)通過放大器所需要的傳輸時(shí)間隨頻率的變化量。它用工作頻率范圍內(nèi)最大傳輸時(shí)間與最小傳輸時(shí)間（用 ns,s單位）差值表示。該差值即表示放大器傳輸（相對(duì)）時(shí)延峰-峰值。例如，要求帶內(nèi)(相對(duì))時(shí)延小于等于3ns時(shí)，可表示為p-p3ns。應(yīng)指出，該指標(biāo)不計(jì)入時(shí)延隨溫度的變化量。當(dāng)放大器件確定后，時(shí)延主要決定輸入、輸出、級(jí)間電路匹配及電抗特性。 fhflminmaxp-p=3ns 該參數(shù)利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量。 6） 噪聲系數(shù)-定義輸入信噪比與輸出信噪比的比值， Nf =(Si/Ni)/ (So/No) Nf dB=10log(Nf) (注-噪聲系數(shù)另種表示方法（它在衛(wèi)星通信中常用），用噪聲溫度表示Tn,單位kelvin, 二者關(guān)系：Nf dB=10log(Tn/290+1) 。) 7） 雜散發(fā)射（Spurious emissions）-尚未見到通用定義，具體定義及測(cè)試方法必須參照相應(yīng)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)。 例如，在英國(guó)郵電部（MPT1407）標(biāo)準(zhǔn)中，數(shù)字微波發(fā)射機(jī)雜散定義為：必要帶寬以外頻率發(fā)射（并且不包括由調(diào)制過程產(chǎn)生的必要帶寬以外頻率的發(fā)射），必要帶寬定義為二倍的傳輸符號(hào)率。同時(shí)指明必須在載波狀態(tài)下測(cè)量。 盡管各系統(tǒng)雜散發(fā)射定義有所差異，但下述概念一致 *雜散發(fā)射包括諧波發(fā)射、寄生（自激）發(fā)射、互調(diào)產(chǎn)物、變頻產(chǎn)物， *雜散發(fā)射值用規(guī)定的參考帶寬內(nèi)平均功率表示， *用頻譜儀測(cè)量。 功放是發(fā)射機(jī)一個(gè)部件，功放雜散發(fā)射測(cè)量頻率范圍及指標(biāo)規(guī)定應(yīng)由具體發(fā)射機(jī)分配而定。功放雜散產(chǎn)物主要