【電氣工程及其自動化】48v5a開關(guān)電源設(shè)計

本科生畢業(yè)論文（設(shè)計）48V/5A開關(guān)電源設(shè)計二級學(xué)院信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院專業(yè)電氣工程及其自動化完成日期2015年5月25日A基礎(chǔ)理論B應(yīng)用研究C調(diào)查報告D其他目錄1緒論211概述212開關(guān)電源與線性穩(wěn)壓電源213軟開關(guān)轉(zhuǎn)換器214本文的主要內(nèi)容42主電路的設(shè)計421輸入整流濾波電路422輸出整流電路523PWMDCDC全橋變換器的構(gòu)成524PWMDCDC全橋變換器的控制方式625移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器的工作原理73控制、驅(qū)動與保護(hù)電路的設(shè)計1231控制電路1232保護(hù)電路1233驅(qū)動電路14448V/5A開關(guān)電源的設(shè)計實例1441設(shè)計指標(biāo)1542主電路結(jié)構(gòu)1543主電路參數(shù)選擇16431輸入濾波電路參數(shù)的選擇16432高頻變壓器原副邊變化17433諧振電感值17434開關(guān)頻率17435輸出濾波電路參數(shù)的選擇18436主功率管的選擇18437輸出整流二極管的選擇19438串聯(lián)耦合電容的選擇19439變壓器的設(shè)計計算194310控制電路參數(shù)的選擇205總結(jié)21參考文獻(xiàn)22附錄2348V/5A開關(guān)電源設(shè)計摘要論文首先介紹了開關(guān)電源發(fā)展趨勢及軟開關(guān)功率變換電路的優(yōu)點；主電路采用單相橋式電路和移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器；文中詳細(xì)分析了移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器的工作原理和控制方式?？刂菩酒x取UC3875，設(shè)計了控制電路，驅(qū)動電路及保護(hù)電路。最后設(shè)計了一個通信用48V/5A的開關(guān)電源。關(guān)鍵詞開關(guān)電源；移相控制；全橋變換器；UC3875ASWITCHINGPOWERSUPPLYOF48V/5AABSTRACTTHEPAPERINTRODUCESTHEDEVELOPMENTTRENDOFSWITCHINGPOWERSUPPLYANDTHEADVANTAGESOFSOFTSWITCHINGPOWERCONVERSIONCIRCUITTHISDISSERTATIONSELECTASINGLEPHASEBRIDGECIRCUITANDPHASESHIFTINGCONTROLZVSPWMDCDCFULLBRIDGECONVERTERTOBETHEMAINCIRCUITANDTHISDISSERTATIONANALYZESTHEWORKINGPRINCIPLEANDCONTROLMODEOFPHASESHIFTINGCONTROLZVSPWMDCDCFULLBRIDGECONVERTERSELECTEDTHECONTROLCHIPUC3875,THECONTROLCIRCUITANDDRIVECIRCUITANDPROTECTCIRCUITISDESIGNEDSO,ASWITCHPOWERSUPPLYOF48V/5AFORCOMMUNICATIONSYSTEMISDESIGNEDKEYWORDSSWITCHPOWERSUPPLYPHASESHIFTEDCONTROLFULLBRIDGECONVERTERUC38751緒論11概述電源對于各種電器設(shè)備就象心臟對于人體一樣非常重要，沒有電源則各種用電設(shè)備將無法運行。當(dāng)代計算機、通訊等許多高新技術(shù)均與電源的電流、電壓、頻率和相位等基礎(chǔ)參數(shù)的轉(zhuǎn)換、控制相關(guān)1，現(xiàn)代電子技術(shù)能夠精確控制和高效率的處理這些參數(shù)，特別是能夠?qū)崿F(xiàn)大功率電能的頻率變換和穩(wěn)壓，為其他多項高新技術(shù)提供了發(fā)展的基礎(chǔ)。電源變換新技術(shù)及其產(chǎn)業(yè)的進(jìn)一步發(fā)展也為大幅度節(jié)能降耗、節(jié)省材料以及為提高生產(chǎn)效率提供了重要手段，并給現(xiàn)代化生產(chǎn)和生活帶來深遠(yuǎn)影響。12開關(guān)電源與線性穩(wěn)壓電源線性穩(wěn)壓電源的工作原理是將來自電網(wǎng)的交流電壓經(jīng)過工頻變壓器降壓后，再經(jīng)過整流、濾波和線性穩(wěn)壓及輸出濾波、反饋電路處理，最后輸出一個紋波電壓和穩(wěn)定性能均符合要求的直流電壓。開關(guān)電源工作原理不同于傳統(tǒng)線性穩(wěn)壓電源，它是采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比來調(diào)整輸出電壓。它直接將電網(wǎng)工頻電壓經(jīng)整流濾波為直流電壓，再經(jīng)主變換電路處理后經(jīng)輸出整流濾波，反饋電路對輸出電壓進(jìn)行采樣，并把所采樣信號送到控制電路進(jìn)行比較放大處理，以此調(diào)節(jié)輸出的PWM2脈沖占空比，最終輸出一個紋波電壓和穩(wěn)定性能均符合要求的直流電壓。開關(guān)電源在效率、體積和重量等方面都遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于線性電源，因此已經(jīng)基本取代了線性電源，成為電子設(shè)備供電的主要電源形式。只有在一些功率非常小，或者要求供電電壓紋波非常小的場合，還在使用線性電源。13軟開關(guān)變換器開關(guān)器件的開關(guān)狀態(tài)可以用其開關(guān)軌跡來直觀表示，如圖1，從圖中可以看到，實際工作時硬開關(guān)器件上電壓和電流都存在振蕩，而且開關(guān)損耗相當(dāng)大。圖1功率開關(guān)器件的硬開關(guān)軌跡為了不斷提高功率變換器的品質(zhì)，滿足電子設(shè)備不斷提高的要求，針對硬開關(guān)PWM變換器的不足，相應(yīng)提出了軟開關(guān)變換器的概念并得到廣泛的研究。該技術(shù)條件下的軟開關(guān)變換器的開關(guān)特性示意圖可用圖2直觀表示。高頻化是開關(guān)變換技術(shù)的重要的發(fā)展方向，其原因是高頻化可以使開關(guān)變換器的體積、重量大為減小，從而提高變換器的功率密度。而且開關(guān)頻率的提高對于降低開關(guān)電源的音頻噪聲和改善動態(tài)響應(yīng)也大有好處。計算機芯片的超大規(guī)模化為這種實現(xiàn)提供了可能。為了使變換器能在高頻下高效率的運行，國內(nèi)外電力電子界自70年代以來，不斷研究開發(fā)高頻軟開關(guān)技術(shù)。80年代末期，脈寬調(diào)制軟開關(guān)技術(shù)SPWM的問世3，推動大功率逆變技術(shù)的研究與應(yīng)用水平又上了一個新的臺階。脈寬調(diào)制軟開關(guān)技術(shù)綜合了傳統(tǒng)脈寬調(diào)制技術(shù)和諧振技術(shù)的優(yōu)點，僅在功率器件換流瞬間，圖2軟開關(guān)變換器的開關(guān)特性示意圖應(yīng)用諧振原理，使開關(guān)變換器的開關(guān)器件中的電流或電壓按正弦或準(zhǔn)正弦規(guī)律變化。當(dāng)電流自然過零時，使器件關(guān)斷；或電壓為零時，使器件開通，實現(xiàn)開關(guān)損耗為零，從而實現(xiàn)零電壓或零電流轉(zhuǎn)換，而在其余大部分時間采用恒頻脈寬調(diào)制方法，完成對電源輸出電壓或電流的控制。因此開關(guān)器件承受的電流或電壓應(yīng)力少，可使開關(guān)頻率提高到兆赫的水平。14本文的主要內(nèi)容本文研究的內(nèi)容及要解決的問題分為五章來闡述第1章緒論。介紹開關(guān)電源與線性穩(wěn)壓電源及開關(guān)電源發(fā)展趨勢，并介紹了軟開關(guān)功率變換電路的優(yōu)點。第2章主電路的設(shè)計。研究了單相橋式整流電路和全橋PWM變換器及其控制方式，并研究了移相控制方式及移相控制ZVSPWM全橋變換器的優(yōu)缺點。第3章控制、驅(qū)動與保護(hù)電路的設(shè)計。主要研究了UC3875型集成控制芯片及控制電路、保護(hù)電路和驅(qū)動電路的基本原理。第4章48V/5A開關(guān)電源的設(shè)計實例。研究了移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器的電路拓?fù)?、工作原理，重點分析了實現(xiàn)軟開關(guān)的條件，利用UC3875芯片構(gòu)成控制電路，初步設(shè)計了一個48V/5A的通信用開關(guān)電源系統(tǒng)。第5章總結(jié)。2主電路的設(shè)計開關(guān)電源按照如下圖3進(jìn)行能量變換過程。圖3開關(guān)電源的能量變換過程21輸入整流濾波電路EMI濾波電路4它能毫無衰減的把直流電和工頻交流電傳輸?shù)介_關(guān)電源，不但可以大大衰減從電網(wǎng)引入的外部電磁干擾；同時，它還可以避免開關(guān)電源設(shè)備本身向外部發(fā)出聲音干擾，以免影響其他電子設(shè)備的正常工作。輸入整流濾波電路基本結(jié)構(gòu)如圖4所示。圖4輸入整流濾波電路整流電路功率變換輸出整流濾波檢測電路保護(hù)電路控制電路ACDC48V/5AL1、L2、L3、C6、C7、C8、構(gòu)成輸入EMI濾波器，EMI濾波電路能濾除電源線上的共模噪音。單相橋式整流電路由四個不可控二極管組成，將交流電整流成直流電傳輸?shù)街鞴β书_關(guān)管。22輸出整流電路輸出整流電路有兩種，一種是由四個快恢復(fù)二極管構(gòu)成的全橋整流方式，另一種是兩個快恢復(fù)二極管構(gòu)成的雙半波整流方式，即全波整流方式。當(dāng)輸出電壓比較低、電流比較大時，為了減小整流橋的通態(tài)損耗，提高變換器的效率，一般使用全波整流方式。如圖5所示為全波整流電路圖。圖5全波整流電路23PWMDCDC全橋變換器的構(gòu)成PWMDCDC全橋變換器5的基本電路結(jié)構(gòu)如圖6。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN圖6基本的全橋電路結(jié)構(gòu)直流電壓VIN施加在Q1Q4四只開關(guān)管所構(gòu)成的兩個橋臂上，通過控制四只開關(guān)管Q1Q4的通斷順序及通斷時間，在變壓器TR的原邊得到一個幅值為VIN并按某一占空比D變化的正負(fù)半周對稱的交流方波電壓。設(shè)變壓器TR的變比為N，經(jīng)高頻變壓器隔離和變壓后，在變壓器副邊得到一個幅值為VIN/N的交流方波電壓，然后通過DR1和DR2構(gòu)成的輸出整流橋，在CD兩點得到幅值為VIN/N的直流方波電壓。LF和CF組成的輸出濾波器將這個直流方波電壓中的高頻分量濾去，在輸出端得到一個平直的直流電壓，其幅值為VODVIN/N，其中D，TON是導(dǎo)通時間，TS是導(dǎo)通周期。通過調(diào)節(jié)占空比可以調(diào)節(jié)輸出電壓2/SONVO。24PWMDCDC全橋變換器的控制方式為了得到輸出端的脈寬調(diào)制電壓VCD，實際上只需在高頻變壓器的副邊得到一個交流方波電壓，亦即在高頻變壓器原邊即AB兩點得到一個交流方波電壓。為了得到這個交流方波電壓，最基本的方法如圖7所示，即斜對角的兩只開關(guān)管Q1和Q4（Q2和Q3）同時導(dǎo)通或關(guān)斷，每只開關(guān)管的導(dǎo)通時間小于1/2開關(guān)周期，即TONTS/2。5圖7基本控制方式圖8移相控制方式在圖7的基礎(chǔ)上，Q2和Q4的導(dǎo)通時間不變，將Q1和Q3的導(dǎo)通時間向前增加一段時間或增加到半個周期；或者Q1和Q3的導(dǎo)通時間不變，將Q2和Q4的導(dǎo)通時間向后增加一段時間或增加到半個周期或者將Q1和Q3的導(dǎo)通時間向前增加一段時間或增加到半個周期，同時將Q2和Q4的導(dǎo)通時間向后增加一段時間或增加到半個周期，如圖8所示，那么在AB兩點得到的電壓與圖7完全一樣。因為只有當(dāng)Q1和Q4同時導(dǎo)通時，在AB兩點才能得到正的電壓脈沖VIN，而當(dāng)Q2和Q3同時導(dǎo)通時，在AB兩點才能得到負(fù)的電壓脈沖VIN。因此只要保證斜對角的兩只開關(guān)管的導(dǎo)通重疊時間不變，開關(guān)管的導(dǎo)通時間向前增加或向后增加對于AB兩點的電壓沒有影響。基于這種思路，可得到九種PWMDCDC全橋變換器的控制方式，它包括PWMDCDC全橋變換器的所有控制方式。將Q1和Q3的導(dǎo)通時間向前增加到半個周期，同時將Q2和Q4的導(dǎo)通時間向后增加到半個周期的控制方式稱為移相控制方式，是目前研究得比較多的一種控制方式，其控制電路相對來說要簡單一些，本文主要研究這種控制方式。25移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器的工作原理移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器利用變壓器的漏感或原邊串聯(lián)電和功率管的寄生電容或外接電容來實現(xiàn)零電壓開關(guān)6，它的電路結(jié)構(gòu)如圖9，各個部分波形如圖10所示。其中，D1D4分別是Q1Q4的內(nèi)部寄主二極管，C1C4分別是Q1Q4的寄生電容或外接電容LR是諧振電感，它包括變壓器的漏感L1K和外接電感。每個橋臂的兩個功率管成180O互補導(dǎo)通，兩個橋臂的導(dǎo)通角相差一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。Q1和Q3分別超前Q4和Q2一個相位，稱Q1和Q3組成的橋臂為超前橋臂，Q4和Q2組成的橋臂為滯后橋臂。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN圖9主電路圖圖10各個部分波形圖基本移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器一個周期內(nèi)有12個開關(guān)模態(tài)，每個時間段對應(yīng)的等效電路如圖11所示。在分析之前，先作如下假設(shè)所有開關(guān)管和二極管均為理想器件；所有電容，電感和變壓器均為理想元件；C1C3CLEAD，C2C4CLAG；LFLR/N2。LEAD表示超前，LAG表示滯后。1開關(guān)模態(tài)0（T0時刻）T0時刻對應(yīng)于圖11（A）。Q1和Q4導(dǎo)通。原邊電流由電源正經(jīng)Q1，諧振電感LR，變壓器原邊繞組以及Q4，最后回到電源負(fù)。DR1導(dǎo)通，DR2截止，原邊給負(fù)載供電。2開關(guān)模態(tài)1（T0T1時間段）T0T1時間段對應(yīng)于圖11（B）。在T0時刻關(guān)斷Q1，原邊電流從Q1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路中，給C1充電，同時給C3放電。由于有C1和C3，Q1是零電壓關(guān)斷。在這個時間段，諧振電感LR和濾波電感LF是串聯(lián)的，而且LF很大，因此可以認(rèn)為原邊電流IP近似不變，類似于一個恒流源。這樣原邊電流IP和電容C1，C3的電壓分別為；IPTIPT0I0（1）VC1TTT0（2）LEAD12CIVC3TVTT0（3）LEAD1在T1時刻，C3的電壓下降到零，Q3的反并二極管D3自然導(dǎo)通，從而結(jié)束這一時間段，該時段持續(xù)時間為T01（4）1INLEADIC23開關(guān)模態(tài)2（T1T2時間段）T1T2時間段對應(yīng)于圖11（C）。D3導(dǎo)通后，開通Q3。雖然這時候Q3被開通，但Q3并沒有電流流過，原邊電流由D3流通。由于是在D3導(dǎo)通時開通Q3，所以Q3是零電壓開通。Q3和Q1驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間TDLEADT01，即TDLEAD（5）INLEADIVC2在這一時間段里，電路處于一個很復(fù)雜的諧振過程。原邊電流等于折算到原邊的濾波電流，即IPT（6）NTLF在2時刻，原邊電流下降到2。4開關(guān)模態(tài)3（T2T3時間段）T2T3時間段對應(yīng)于圖11（D）。在T2時刻，關(guān)斷Q4，原邊電流IP由C2和C4兩條路徑提供，即原邊電流給電容C4充電，給電容C2放電。由于C2和C4的存在，Q4是零電壓關(guān)斷。此時VABVC4，VAB的極性由零變負(fù)，變壓器副邊繞組電勢下正上負(fù)，整流二極管DR2導(dǎo)通整流二極管DR1和DR2同時導(dǎo)通，將變壓器副邊繞組短接，這樣變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，VAB直接加在諧振電感LR上。因此在這一時間段，諧振電感LR和電容C2和C4發(fā)生諧振，原邊電流IP和電容C2，C4的電壓分別為IPTI2COSTT2（7）VC4TZPI2SINTT2（8）VC2TVINZPI2SINTT2（9）其中，ZP,1。LAGR/CLLAGRCL在時刻T3，當(dāng)C4的電壓上升到VIN時，D2自然導(dǎo)通，從而結(jié)束這一時間段，該時段持續(xù)時間為T23SIN1（10）12PINIZ5開關(guān)模態(tài)4（T3T4時間段）T3T4時間段對應(yīng)于圖11（E）。在T3時刻，D2導(dǎo)通，將Q2的電壓箝在零電位，此時開通Q3就是零電壓開通。驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間TDLAGT23即TDLAGSIN1（11）12PINIZV雖然此時Q2己開通，但Q2不流過電流，原邊電流由D2流通。原邊諧振電感的儲能回饋給輸入電源。由于副邊兩個整流管同時導(dǎo)通，因此變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，這樣電源電壓VIN加在諧振電感兩端原邊電流線性下降，原邊電流為IPTIPT3TT3（12）RINLV到T4對刻，原邊電流從IPT3下降到零，二極管D2和D3自然關(guān)斷，Q2和Q3中將流過電流，從而結(jié)束這一時間段，該時段持續(xù)時間為T34LR（13）IN3PVT6開關(guān)模態(tài)5（T4T5時間段）T4T5時間段對應(yīng)于圖11（F）。在T4時刻，原邊電流由正值過零，并且向負(fù)方向增加，此時Q2和Q3為原邊電流提供通路。由于原邊電流仍不足以提供負(fù)載電流，負(fù)載電流仍由兩個整流管提供回路，因此原邊繞組電壓仍然為零，加在諧振電感兩端的電壓是電源電壓VIN，原邊電流反向增加。原邊電流為IPTTT4（14）RINL到T5時刻，原邊電流達(dá)到折算到原邊的負(fù)載電流ILF5/N值，結(jié)束這一時間段。此時整流管DR1關(guān)斷，DR2流過全部負(fù)載電流。該時段持續(xù)時間為T45（15）IN5LFRVT7開關(guān)模態(tài)6（T5T6時間段）T5T6時間段對應(yīng)于圖11（G）。在這一時間段里，電源給負(fù)載供電，原邊電流為IPTTT5（16）FR0INLNTI5LF在時刻T6，Q3關(guān)斷，變壓器開始另一半個周期，其工作情況類似于上述的半個周期。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFUOCDLRABVINAT0時刻等效電路圖BT0T1時刻等效電路圖CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFVOCDLRABVINCT1T2時刻等效電路圖DT2T3時刻等效電路圖CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINET3T4時刻等效電路圖FT4T5時刻等效電路圖CFDR1VINQ1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4BALRTRDR2DLFCVORLD2GT5T6時刻等效電路圖圖11各時間段等效電路圖3控制、驅(qū)動與保護(hù)電路的設(shè)計31控制電路電源的控制電路采用UC3875型集成控制芯片7，并采用電壓型PWM控制。如圖12所示。C20和R17設(shè)置開關(guān)頻率；R15設(shè)置OUTC和OUTD的死區(qū)時間，R16設(shè)置OUTA和OUTB的死區(qū)時間，在R15和R16上分別并聯(lián)一個1000PF的電容，用干抗干擾；C16和R11用于設(shè)置鋸齒波的斜率和幅值；C17用于設(shè)置軟啟動時間。C12C13C11C14C15C17C16C18C19C20D3D5D9D7D4D6D8D1012VR11R12R13R18R14VOR15R16R171110VCCVC181SLOPEVREF4E/A3E/A2519COMPCSRAMP6S/S7DLYC/D15DLYA/B1617FREQSYNC12PGND141398OUTAOUTCOUTDOUTBR9R10T1T2123456123456圖12控制電路圖電壓調(diào)節(jié)器利用UC3875內(nèi)的誤差放大器，輸出電壓經(jīng)過電位器R14分壓后經(jīng)過R18。送到誤差放大器的反向端，5V基準(zhǔn)電壓經(jīng)R12和R13分壓后，得到3V電壓送到誤差放大器的同相端，作為給定信號。調(diào)節(jié)電位器R14可以調(diào)節(jié)輸出電壓的反饋系數(shù)，從而調(diào)節(jié)輸出電壓。32保護(hù)電路除了輸出電流限制和開關(guān)管過流保護(hù)以外，本電源還設(shè)置有三個保護(hù)功能和一個報警功能L輸入過壓保護(hù)；2輸入欠壓保護(hù)；3輸出過壓保護(hù)；4輸出欠壓報警。電路如圖13所示。圖13保護(hù)電路此三種保護(hù)功能和一個報警功能的實現(xiàn)電路是類似的，輸入電壓經(jīng)過分壓后送到比較器的反相端，比較器的同相端接給定電壓，只是比較器的輸出不同，即輸入過壓時，比較器輸出低電平；輸入欠壓時，比較器輸出高電平。由于輸入、輸出電壓必須隔離，所以輸入過壓、欠壓的檢測和保護(hù)電路用另一路輔助電源供電，其保護(hù)信號由光電藕合器隔離后與輸出過壓信號連在一起。前面二種保護(hù)電路的輸出經(jīng)過與非門的運算后，成“或”的關(guān)系，即只要發(fā)生一種故障，與非門的輸出即輸出低電平，光電禍合器IC7不導(dǎo)通，使二極管D22導(dǎo)通；而輸出過壓時，保護(hù)電路IC6B輸出高電平直接使二極管D23導(dǎo)通，高電平加到UC3875的CS腳，使UC3875的輸出全部關(guān)斷。輸出欠壓時，比較器輸出高電平，發(fā)光二極管LEDI點亮，發(fā)出欠壓信號。為了保護(hù)主功率管不致過流燒毀，利用電流互感器T4圖13檢測變壓器的原邊電流，D15D18將檢測到的電流信號整流后，經(jīng)由IC4B，D19引到UC3875的電流檢測端CS腳。當(dāng)原邊電流過流時，檢測到的電流信號超過25V，UC3875的輸出全部關(guān)斷。33驅(qū)動電路控制電路的輸出控制功率開關(guān)管是通過驅(qū)動電路實現(xiàn)的。驅(qū)動電路一方面將控制電路輸出的PWM脈沖放大到足以驅(qū)動功率開關(guān)；另一方面是將控制電路與主電路隔離。驅(qū)動電路的性能與功率開關(guān)管的開關(guān)特性密切相關(guān)。設(shè)計合理，可減小開關(guān)損耗，提高整機的效率及功率器件工作的可靠性。本文采用推挽式驅(qū)動電路，驅(qū)動電路圖如圖14所示。主電路工作在強電，控制電路工作在弱電，為了抑制主電路對開關(guān)電路的干擾，兩者之間必須采取隔離措施。通常采取光電隔離和脈沖變壓器隔離。光電隔離效果較好，抗干擾能力強，但其響應(yīng)速度較慢，上升沿、下降沿較緩，不利于開關(guān)損耗的減小。采用超快速光耦可以改善開關(guān)特性，但價格較貴，增加了設(shè)計成本。本文采用脈沖變壓器隔離，響應(yīng)速度很快，滿足了需要。電路中由控制脈沖電路產(chǎn)生的脈沖信號經(jīng)晶體管進(jìn)行功率放大后加到變壓器，并由變壓器隔離耦合經(jīng)穩(wěn)壓管限幅后驅(qū)動IGBT8。圖14驅(qū)動電路448V/5A開關(guān)電源的設(shè)計實例通信設(shè)備基礎(chǔ)電源系統(tǒng)的方向是開關(guān)電源，開關(guān)電源具有體積小重量輕、節(jié)省鋼材和銅材，高效節(jié)能，動態(tài)響應(yīng)快、控制性能好，保護(hù)動作快，組合容易等優(yōu)點。本章以第二章中介紹過的移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器為主電路拓?fù)洌肬C3875芯片構(gòu)成控制電路,初步設(shè)計一個48V/5A的通信用開關(guān)電源系統(tǒng)。41設(shè)計指標(biāo)（L）電網(wǎng)允許的電壓波動范圍有效值波動范圍220V，頻率50KHZ10。20（2）輸出電壓電流輸出電壓額定值48V，均充電壓576V；輸出電流額定值5A。（3）過壓過流保護(hù)范圍過壓整定點60V；過流整定點10A。（4）最大輸出功率300W。（5）效率模塊的效率不低于90。該電源的基本方案選擇（1）采用單相交流輸入；（2）采用全橋變換器電路拓?fù)?，輸出功率大；?）采用移相控制軟開關(guān)ZVSPWM功率變換技術(shù)，開關(guān)損耗小，效率高；（4）主開關(guān)管采用IGBT器件，逆變開關(guān)頻率取為50KHZ；（5）采用全波整流電路，便于變壓器的繞制；（6）采用UC3875型集成控制芯片。42主電路結(jié)構(gòu)電源的主電路結(jié)溝如圖15所示，由輸入濾波電路，單相逆變橋高頻變壓器、諧振電感和隔直電容，輸出整流濾波電路組成9。L1、L2、L3、C6、C7、C8構(gòu)成輸入EMI濾波器，它能減少電源內(nèi)部噪聲共模和差模對電網(wǎng)的干擾，同時又能抑制電網(wǎng)對電源的干擾；C9和C10是電解電容，它起濾波作用；C11是無極性電容，用于吸收直流母線上的高頻電壓尖峰。高頻變壓器T起隔離和降壓的作用；諧振電感L4用來幫助實現(xiàn)功率開關(guān)管的零電壓開關(guān)；隔直電容C5用來防止高頻變壓器直流磁化；輸出整流濾波電路用來將變壓器副邊的高頻交流方波電壓整流和濾波，得到48V的直流電壓。圖15主電路結(jié)構(gòu)43主電路參數(shù)選擇431輸入濾波電路參數(shù)的選擇按照下面的步驟來計算CIN的容量輸入交流電的線電壓有效值的變化范圍176V253V；線電壓峰值的變化范圍249V358V；整流濾波后直流電壓的最大脈動值50V（249V20）；整流濾波后的直流電壓VIN200V358V。為了保證整流濾波后的直流電壓最小值VIN符合要求，每個周期中CIN所提供的能量約為WINJFPFOUTI47590/3/MIN因此輸入濾波電容容量為CINFVVWPLINELINE3290254722MM可以選用三個470F/400V的電解電容并聯(lián)使用。為了抑制高頻電壓尖峰，在電解電容兩端并聯(lián)一個15F的無極性的高頻電容?？捎嬎愠稣骱蟮闹绷麟妷旱淖钚≈礦CWVINLINEIN10922MM432高頻變壓器原副邊變比考慮到移相控制方案存在副邊占空比丟失的現(xiàn)象，所以選擇副邊最大占空比DMAX085，則可計算副邊電壓V2MIN為VMIN2V70850167DMAXRLF0其中，V0MAX是最高輸出電壓，VLF是輸出濾波電感的支流壓降，VDR是輸出整流二極管的通態(tài)壓降。故變壓器原副邊變比為，取N2。561709MIN21433諧振電感值為了實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)，必須滿足下式（17）22431INDSVCIL其中L4是諧振電感，I是滯后橋臂開關(guān)管關(guān)斷時原邊電流的大小，CDS是開關(guān)管漏源電容，VIN是整流濾波后的直流電壓。諧振電感L4的選擇應(yīng)考慮下述因素為了在任意VIN時均能實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)，VIN應(yīng)取最大值；考慮在1/3滿載以上時實現(xiàn)零電壓開關(guān)；負(fù)載電流為1A時濾波電感LF的電流ILF臨界連續(xù)。也就是說，ILF的脈動量ILF20I05021。在1/3滿載時A7203/152/3/MAXNIILF開關(guān)管IRF840的漏源電容CMOS140PF，VINMAX358V，可得L423H。434開關(guān)頻率DLOSS可由下式計算（18）NVFILDISOLOS4從上式可知，當(dāng)IO最大、VIN最小時，副邊占空比丟失最大，DLOSSMAX為S661021095234FFSLS因為副邊最大占空比為085，所以DLOSSL085015，可得70KHZ。SF435輸出濾波電路參數(shù)的選擇1電感的選擇當(dāng)輸入電壓最高，VINMAX358V，輸出電壓最低，VOMIN48V時，LF取最大值/1102MAXIN0MINDRLFINCOSFVIFL512/358474825H2電容的選擇令輸出電壓的交流紋波為VOPP50MV。當(dāng)輸入電壓最高，VINMAX358V，輸出電壓最低，V0MIN48V時，CF取最大值/128MAXIN0MINDRLFINOPSFFVLC5102/3584150794842650F考慮到電解電容有寄生電阻ESR，這里選用兩個47F的電解電感并聯(lián)使用。本電源的最大輸出電壓為576V，可以選用電容耐壓值為63V。436主功率管選擇考慮到功率器件的開關(guān)速度和驅(qū)動電路的簡潔，本電源選用IGBT作為功率開關(guān)管來構(gòu)成全橋電路10。（1）額定電壓整流濾波后的直流電壓最大值為358V，可選用500V的耐壓值。（2）額定電流A06329015TI綜合上面對額定電壓和額定電流的要求，功率開關(guān)管可以選用IRF840，其漏源電壓為500V，最大漏源電流為8A。437輸出整流二極管的選擇本電源的開關(guān)頻率為50KHZ，輸出整流管選用快恢復(fù)二極管。1額定電壓變壓器副邊是全波整流電路，加在整流管上的反向電壓為VDR2VIN/N對于本電路而言，整流管上承受的最大反向電壓為VDR2VINN23582358V。在整流開關(guān)時，有一定的電壓振蕩，因此需要考慮2倍的余量，可以選用720V的整流管。2額定電流全波整流電路中，在一個開關(guān)周期內(nèi)，整流管的開關(guān)情況是當(dāng)變壓器副邊有電壓時，只有一個整流管導(dǎo)通；當(dāng)變壓器副邊電壓為零時，兩個整流管同時導(dǎo)通，可近似認(rèn)為它們流過的電流相等，即均為負(fù)載電流的一半。這樣可以按下式來近似計算整流管的電流DRI22850185022D1I2MAXOMAX2O374A取2倍的安全系數(shù)。根據(jù)上面的計算，可以選用DSEI0608A快恢復(fù)二極管。438串聯(lián)耦合電容的選擇524251010710FSLNC52F439變壓器的設(shè)計計算1計算總的視在功率WPOT30985216712V為兩個二級管的管壓降。根據(jù)變壓器的視在功率選用鐵基超微晶合金環(huán)行鐵心ON805020，這種磁心工作磁通密度選取18T，鐵心有效截面積21CM2。2原邊匝數(shù)的確定1628105534EWONSPABTVN3副邊匝數(shù)的確定6NPS4計算原邊繞組裸線面積電流密度取J40A/MM，原邊最大電流為55A，55/41375MM2，2XPA考慮趨膚效應(yīng)原邊采用06MM2的導(dǎo)線5