新型拓撲結(jié)構(gòu)跨導反饋放大器

1、新型拓撲結(jié)構(gòu)跨導反饋放大器摘要：本文將提出一種新的拓撲結(jié)構(gòu)的跨導反饋放大器（tfa）。這種拓撲結(jié)構(gòu)提供的優(yōu)點 在于，它能夠?qū)崿F(xiàn)負的是標準的反相增益表達式。也就是，增益形式為：我們也 將表明，它可以實現(xiàn)標準的反相和同相增益,而同時在每個配置保持接近恒定帶寬增益變化。 第一個特征是使人們希望的拓撲結(jié)構(gòu)濾波器有廣泛的應用，因為tfa可以充當一個積分環(huán) 行，從而使該放大器實現(xiàn)正面和負面的無損集成。不像以前的tfa配置，這種放大器還可 以產(chǎn)生在第一和第四象限內(nèi)的對數(shù)輸入。通過實驗證實這種放大器具有配置不同的增益，集 成和對數(shù)的能力，設(shè)計的這種芯片采用臺積電0.18umcmos工藝的1.8v單端電源。該芯

2、 片占用面積752.6um*581.2um的新的拓撲結(jié)構(gòu)踏導反饋放大器和常規(guī)tfa作組成。這種新型tfa在單位增益（1）配置是有15 mhz的頻率帶寬。索引頂：電流反饋放大器（cfa）,運算放大器，跨導反饋放大器（tfa）1、引言在最近已經(jīng)提出了跨導反饋放大器（tfa）是一個有吸引力的恒定帶寬類放大器，如電流 反饋放大器（cfas）-。威爾遜的研究1，2tfa可以認為由一個高增益環(huán)節(jié),一個 跨導環(huán)行和在兩者間施加反饋回路組成。防導級的輸出端處的電壓緩沖很像一個cfa,如 圖1 （a）所示。需要注意的是有這種緩沖的存在，要確保有分壓器作為負載的跨導元件， 它產(chǎn)生的反饋電壓成正比于跨導元件的輸出電

3、流。通過對電流反饋放大器（cfa）的非常規(guī) 設(shè)計證明，即使不采用緩沖結(jié)構(gòu)7, 8,也等解決在cfa中的低電壓問題。練習的重點是 證明cfa不能通過常規(guī)設(shè)計實現(xiàn)。然而，在tfa和cfa之間存在若干不同之處。cfa結(jié) 構(gòu)如圖1 （b）所示。首先，在cfa的恒定帶寬的設(shè)定是通過調(diào)節(jié)r2到某個優(yōu)值實現(xiàn)的， 而tfa的恒定帶寬是通過調(diào)整r1實現(xiàn)的。在這兩種情況下，改變r1和r2, tfa和cfa 的增益會分別變化。這兩種放大器如圖1，配置同相增益。其次，在cfa的閉環(huán)增益（lg） 定義為而在tfa中,閉環(huán)增益定義為g*七91,其中,gm = agm,拓撲結(jié)構(gòu)圖如圖1 （a）所示。在圖1 （b）中，z是由

4、高輸出阻抗的電流控制電流源和少點寄生電容形成的阻抗.第三，tfa的兩個輸入都是高阻抗，而cfa由于存在輸入緩沖器，因此有 一個高阻抗輸入和一個低阻抗輸入。最后，cfa一般不能將r2更換成電容器構(gòu)成積分環(huán)行 ,而tfa可以配置成一個積分器，使此配置在濾波中有用的應用。注11表明，只有在某些 限制條件下，cfa可以作為一個積分器。另外，tfa不能用電容代替r1變成一個微分器， 因此，閉環(huán)增益必須是常數(shù)，但cfa可以通過用電容代替r1變成微分器c圖 1 (a) tfa (b) cfa 因此，本文的目的不是要審查tfa理論，其中大部分已經(jīng)覆蓋威爾遜的出色展示的反饋放 大器4,而是引進的一個新型的tfa

5、拓撲設(shè)計，并證明它的可行性。新的拓撲結(jié)構(gòu)提供的 優(yōu)點是，放大器可以提供在三種與兩個標準增益配置相反的可能的電壓增益配置;所有的都 具有保持接近恒定帶寬的特性。這些配置分別是：同相配置：（1+ &/&）；反相配置：（-&/凡1）；非典型同相配置：（+1旬3這最后的拓撲結(jié)構(gòu)作者指為“非典型同相配置”提供一個高阻抗輸入，單位增益配置（當 冗2二k1時）和放大或衰減。這種結(jié)構(gòu)可以很容易通過將r,替換成電容g構(gòu)成同相無損 積分器，或通過將c1與r2并聯(lián)構(gòu)成同相有損積分器，在濾波領(lǐng)域的應用有特別的優(yōu)勢。 在本文中，我們將計算使用tfa構(gòu)成的無損積分器的品質(zhì)因數(shù)，這先前未曾探索過。我們 還將探索利用這種新的

6、拓撲結(jié)構(gòu)電路產(chǎn)生對數(shù)的第一和第四象限輸入,此外，我們將證明新 的拓撲結(jié)構(gòu)，簡稱tfa,本文提到的是經(jīng)修改的tfa,不同于原威爾遜tfa的拓撲結(jié)構(gòu)， 且也有不變的頻率帶寬和不同的零極點。因此，它們的時域響應可以預期是不同的。在本文 中，我們也提出三種修改后的tfa機構(gòu)和兩種威爾遜tfa結(jié)構(gòu)的噪聲模型，這一切在先前 都沒有研究過。以下的部分給出了設(shè)計方法和方程，以及在0.18微米cmos工藝制造芯片 的實驗結(jié)果。該芯片采用1.8 v單端供電電源和電路設(shè)計包括兩個:改性tfa和威爾遜tfa, 用于兩者作比較。芯片面積為752.6um*581.2um,通過制作臺積電nwell過程。本文的結(jié)構(gòu)如下。第二

7、節(jié)對修改型拓撲結(jié)構(gòu)進行描述，涉及所有的設(shè)計方程，并考慮二 階效應。第三節(jié)著眼于編寫tfa作為一個積分器和一個對數(shù)放大器的應用程序。第四部分 提出改進型tfa和威爾遜tfa的噪聲模型，并對它們進行比較。第五節(jié)，集成電路的設(shè)計。 第六節(jié)討論了測量的實驗結(jié)果，第七節(jié)，結(jié)論。二、電路描述這種改進型tfa如圖2 （a） - （c）所示，每個電路都采用了電流串聯(lián)反饋。與威爾 遜的tfa相比，不同的是，其跨導模塊有兩個輸出端，而威爾遜的tfa只有一個輸出。由 于這種改進型的tfa具有多個可用的輸出電流，因此，它的使用具有更多的靈活性。對于 一階系統(tǒng)，如果我們將運算放大器具有的單極衰減模型定義為a(s)=ac

8、o, _ gbps + q s + q(1)恒定頻率帶寬的特性將很容易理解其中4是開環(huán)增益，q是運放3-db處的低頻極點，4是運放增益帶寬積(gbp)。圖2改進型tfa具有三種增益配置：(a) l + r2/ri；(b)-rj&;(c)+rjri(2)此外，我們將假設(shè)的跨導模塊的帶寬要比運算放大器寬得多，因此其影響可以忽略不計。如 圖2(b)所示，為方便起見，在運算放大器的反相輸入端v-輸入電壓，然后直接進行節(jié)點 分析得：l(s) =匕“(s)/(l + 4(s)g內(nèi))。類似地,匕(s) = a(s)g,小求解改進 型tfa在反相配置時的傳遞函數(shù)vo(s)/ vin (s)得：hm (s) =

9、 _ 24內(nèi)& s+q+a,g“內(nèi)二 一 一- ri s + aq&ei其中，aogmr i ,在這里，與傳遞函數(shù)相關(guān)聯(lián)的上標（m）表示這是修改后的tfa放 大器，表示（w）威爾遜，下標（i）表示的配置反相放大器，（ni）表示同相，（a）表示 非典型同相。由式子（2）,低頻增益（） = -&/6和該單極放大器的帶寬如下：婢=ag*i=lg也就是說，放大器的帶寬可通過調(diào)節(jié)電阻器r1設(shè)定，de增益課通過調(diào)節(jié)r2而改變，并且 只要r1固定不變，直流增益調(diào)節(jié)便與帶寬沒有關(guān)系了。方程（2）也表明乘積，凡應該(4)小于1，否則如果超過運算放大器的gbp時，運算放大器的會具有二階和更高的極點。相 比而言，威

10、爾遜tfa反相配置時的傳遞函數(shù)如下：s + aq&r請注意，威爾遜反相tfa共享（2）中相同的極，然而，由于放大器零點的存在，將會產(chǎn)生 相位滯后，將會降低放大器的相位裕度，改進型tfa在同相配置時不存在零點。稍后我們 將介紹假設(shè)放大器在通常情況下存在確實其他極點的情況。分別為重復同樣的過程同相威爾 遜tfa,同相的改進型tfa和非典型的同相配置得：%三（1+）陽 叫 s+a,g內(nèi)(5)%ad(6)(7)r $萬:/+ ag”內(nèi) %“+韻-叫 s + ag 內(nèi)h m(s)=十 & acgr叫$+4。血圈顯然，從式（5） - （7）得，這三個放大器的配置可以主導極點響應，而從（6）推測，其 傳遞函

11、數(shù)零的存在將產(chǎn)生超前相移，以降低整體系統(tǒng)的相位，因此增加了相位裕度。然而, 在任何相位裕度的增加，將由于式（6）中未示出的額外高頻極點的存在而下抵消。最后， 應該提到的是，可以使用威爾遜tfa,用-1緩沖結(jié)構(gòu)代替?zhèn)鹘y(tǒng)的+1的緩沖結(jié)構(gòu)達到+ r?/用的增益配置的目的，這很容易使用發(fā)射極或源極跟隨器電路構(gòu)建。然而，高阻抗反相緩沖器在沒有某種形式的負反饋結(jié)構(gòu)時，不容易實現(xiàn)，最簡單的方法是構(gòu)建一個反相運放12然后將其連接到現(xiàn)有的威爾遜tfa的緩沖區(qū)，但這樣的存在增加了額外的硬件，進一步 增加了威爾遜tfa的功耗，面積和噪聲。a.二階效應在本刊中，我們將研究由于跨導模塊有限的輸出阻抗&和寄生電容q對輸出

12、的影響。其他 的高階效應可以歸因于各種參數(shù)，如運算放大器的二階極點，但為努力減少分析的復雜性， 我們只考慮固有的跨導器的影響。本文關(guān)注對于短通道低電壓的過程的使用，因為輸出阻抗 低于1兆歐的共源共柵晶體管都沒有使用。提高輸出阻抗，如13中描述的那些低振幅電流 鏡都可以使用?？紤]到輸出阻抗與頻率相關(guān)的，圖1 (a)和圖2中的跨導器可以分別用圖3 (a)和(b)替換。讓我們定義(與國的并聯(lián)為瓦和類似凡，與&的并聯(lián)作為斤2。重復 同樣的的新的傳遞函數(shù)的極、零點位置分析,，如表【所示。在這里，表i顯示，在一般情況更多的極點與改進型的tfa配置有關(guān)。此結(jié)果并不意外, 因為有兩個的寄生電容與改進型tfa相

13、關(guān)，而不是威爾遜tfa。然而，正如前面提到的威 爾遜反相tfa在rhp在具有零點。在右半平面零點的效果是減少兩極放大器相位裕量，可 以導致在模擬結(jié)果中觀察到過沖。值得注意的是，對于一個給定的鳥，閉環(huán)增益增加，相 位裕度也會增加。表1還表明，改進型tfa的極點和零點隨瓦和灰2的改變而改變。極點 實際上出現(xiàn)在低頻段，因為冗曷和是這作為非典型同相配置的例子，而不是威爾 遜tfa。當然如果(為級，但與2只有數(shù)k。，那么，耳三尺，五2三風。對于我們 的電路，尺為幾百kq ,因此增益誤差是可以預期的。輸出阻抗也影響由rr改進型tfa 的直流增益，直流增益表達式如下：療g=-1叫皿=。+給人礎(chǔ)。)二十靠(1

14、0)式子(8) - (10)可知，我們改進型tfa的增益可以預期比那些威爾遜tfa還要不準確。但是，如果(足夠大，增益誤差可以減少(b)圖3表示各放大器輸出阻抗和寄生電容(a)威爾遜tfa (b)改進型tfa極點零點配置%壇反相威爾遜=_ %04(a必漏-i)”同相威爾遜=八網(wǎng)編m%出+郵q m產(chǎn)四#1反相改進型=-力刊也市n1同相改進型?-岫91r丙士志;十 ,娘3瓦.點-(土十看)表如2 + (6 1發(fā)非典型同相=- 39m 不-陪 一陪表i各種放大器的零極點位置三、其他tfa應用的正如前面提到的，威爾遜tfa可以作為一個積分器，更確切應用是作為一個反相積分 器。改進型tfa是同樣可能構(gòu)建

15、一個積分器，但改進型tfa比威爾遜tfa更有優(yōu)點，可以 構(gòu)造不像威爾遜tfa構(gòu)建的反相和同相積分器。這將在濾波方面有用，如在構(gòu)建akerburg -mosserbg和tow - thomas二級濾波器時同時需要同相和反相積分器，這樣可以行省原 件。正如首先由威爾遜指出，tfa也可以構(gòu)建對數(shù)放大器。改進型tfa,可以預期由于具 有反相和非典型同相配置，因此，也可以被構(gòu)造對數(shù)放大器，分別產(chǎn)生的負和正的對數(shù)的輸 入。因此，下面的部分將簡要分析這兩個改進型tfa的應用程序。a.反相和同相積分器電路圖如圖4 (a)和(b)所示。在這里，將圖2 (b)和(c)凡替換成接地的電容器g。接地電容寄生效應對非常

16、大規(guī)模集成(vlsi)的實現(xiàn)很有用，因為寄生電容能夠被g 吸收。 因此，在圖4 (a)和(b)有關(guān)的傳遞函數(shù)如下：或()=+嬴(11)硒焉(分別表示同相和反相積分器的傳遞函數(shù)。如果考慮到運算放大器的頻率隨的增益變化，式(11)和(12)可修改為:磔=十瓦焉”一嬴s + a 0gm3jiis + ao9m3trl(13)(14)假設(shè)使得，表明，這兩個積分器的極點在原點和約在4口出/1。當然，如果考慮有限的 輸出阻抗和寄生電容，可以預計，在原點的極點移動到低頻極點。因此，除了改進型的非典 型積分器產(chǎn)生一個相位滯后，這兩個積分器的特性可以預期與古典密勒積分器非常類似。為 了確認這一點，我們假設(shè)，非典

17、型配置在輸入緩沖寄生電容器c可以被與與并聯(lián)的g吸 收。運算放大器的反相輸入端電阻用的可以被話替換，與與寄生電容c。并聯(lián)。假設(shè)運 算放大器的響應可描述為a(s) = a0sjs ,該積分器的新的傳遞函數(shù)可以寫成：(5,7?1(70 + iyaocdtgmiii(15)(saig + 卷)但危。+ s + 40sgm五d 從式（15）,可以看出，原在原點的極點現(xiàn)在在-1/rg。顯然，當凡fs和c。0時, 式（15）又變?yōu)槭剑?3）。由式（15）,該傳遞函數(shù)7（s） =匕（s）/匕（s）也可表達成： h：（y） = l/（r3） + /x3）。其中，r3）和為時域函數(shù)的頻域變換。將積分器 的品質(zhì)因數(shù)

18、被定義為0=x（s）/r（s）,那么假設(shè)怎“gl，積分器的0因素經(jīng)一些簡化 后容易地得到：gbp 1q/（aty） 3 - - gmri * -.（aty），（在這里，協(xié)（a。）是改進型的非典型積分器相位誤差，描述了積分器的相位相位與其理想 相位值的誤差，在這種情況下為一萬/2。式（16）是的修改了縮放因子g”,冗后的經(jīng)典的密 勒積分器的品質(zhì)因數(shù)方程。由于gmr1必須是小于1,使極點足夠分散，因此可以得出結(jié)論, 該積分器具有一個密勒積分器品質(zhì)因數(shù)理論極限的品質(zhì)因數(shù)。對于反相改進型tfa,烏同 樣可以推導出：r rp1qi（m - inv） - 1 * -f、.（17） w物 hiv）這里要注意

19、，因為在改進型tfa相配置中凡，與曷不是并聯(lián)的，冗 在（17 ）中不會出現(xiàn)。 然而，如果我。與，反相和非典型配置的品質(zhì)因數(shù)大致相同，最后需要注意的事，威爾遜 反相tfa配置的積分器0因素也由式（17）給出并不奇怪，即q/（w）三佟i 4 (a)和(b)分別表示同相和反相枳分器(c)和(d)分別表示第一和第四象限對數(shù)放大器b.對數(shù)放大器威爾遜首先指出tfa可以作為一個對數(shù)放大器，將免于其運算放大器對口壓擺率限制。這種放大器也會產(chǎn)生負的輸入信號的自然對數(shù)。如果我們考慮如圖4 (c)及(d)的電路圖,(18)改進型tfa也屬于這一類。在這里，圖2 (b)和(c)兩個圖中的的&都已被一配置成二 極管的

20、晶體管代替。使用該晶體管，因為它的lv關(guān)系比二極管在更寬的范圍內(nèi)延伸。二極 管的基極-發(fā)射極的電流特性如下式：ie =前提是匕/匕.1或在這里，匕,是熱電壓，這是在室溫下約26亳伏，是一(19)個物質(zhì)常數(shù)，(是飽和電流或漏電流。對于圖4 (c)的非典型配置直接進行行點分析得：vo = tfvt 111對圖4 (d)進行汽點分析得：vo hi(20)這兩個方程在匕,70時有效c式(19)和(20)都表示的對數(shù)關(guān)系，但式(19)表示它的產(chǎn) 生的第四象限對數(shù)函數(shù)，而式(20)表示的是產(chǎn)生的第一象限對數(shù)函數(shù)。因此，在一個象限 的除法運算可以很容易地用兩個對數(shù)函數(shù)的減法運算實現(xiàn)，并不再需要減法單元。四、

21、噪聲建模放大器的噪聲分析為放大器14在預期增益范闈內(nèi)的性能評價提供了一個衡量標準。我們發(fā) 現(xiàn)，一般來說，一個電路特定的總噪聲主要是熱噪聲。由于預定的本文提出的tfa放大器 的帶寬都順利地進入兆赫范圍內(nèi)，閃爍噪聲與頻率成反比，通常不會增加積分器的總噪聲電 壓15,因此在整個噪聲計算中可以忽略不計。因此，噪聲模型可以僅基于熱噪聲，這是合 理的實際情況和噪聲性能的閉環(huán)增益的效果，可以研究開發(fā)。更深入的研究其他噪聲源，已 超出了本文的范圍。改進型的同相tfa和威爾遜tfa的噪聲模型分別如圖5 （a）和（b）所示。在這里， 輸入噪聲電壓是由于其中的信號被饋送到電路的輸入。它可以是一個mosfet或雙極型

22、晶 體管的基極輸入信號被施加到柵極。電阻的噪聲電壓，是由于與電阻的熱噪聲引起的。如果 將放大器的輸入端子短路，運算放大器和跨導放大器的輸入端將產(chǎn)生的噪聲電壓和跨導噪聲 電壓的等效噪聲電壓。緩沖噪聲電壓代表其輸入?yún)⒖荚肼曤妷?。使用疊加原理，該進行了同 相tfa的總輸入?yún)⒖荚肼曤妷簽椋郝导觮al-、1 =碇+（1右）41 +患+（1一匹）碓。其中4“ = 1 +凡/與表示這種放大器的閉環(huán)增益但蝠=4攵平和焉=4% 77?,其中k為玻爾茲晶常數(shù)，為開爾文絕對溫度。因此，式（21）簡化為：總的輸入?yún)⒖荚肼曤妷菏情]環(huán)增益af,叫和的出勺函數(shù)，原理同相威爾遜tfa總的輸入?yún)⒖荚肼曤妷嚎蓪懗桑罕容^式（22）

23、和（23）表明，對于低的放大器，修改后的tfa的比威爾遜配置低?？梢赃M行類似的比較，前述的輸入噪聲電壓與剩余配置的關(guān)系列于表ii中。從表h中可以觀 察到，噪聲性能依賴于不同的增益配置。仔細研究發(fā)達方程發(fā)現(xiàn)，對于一個特定的增益，反 相和同相模擬輸入，參考噪聲電壓有顯著差異。對于威爾遜tfa,在單位增益的情況下， 由于r1和gm細胞，噪聲電壓不會出現(xiàn)。對于同相模式威爾遜tfa,在單位增益條件下由 于r1和mg細胞，噪聲電壓將會被抵消。此配置的單位增益可以通過設(shè)定凡=0獲得。改 進型tfa的非典型的同相模式在單位增益時，具有比反相配置更高的噪聲電壓?？梢酝ㄟ^ 提取隱含參數(shù)來進一步深入了解的tfa不同

24、閉環(huán)增益功能的噪聲特性。對于cmos電路的 關(guān)系8a/3&“是用于噪聲計算，其中輸入晶體管的跨導。讓心“2 =368/z4/v和 gfl=1.841/m/v分別是所提取的跨導環(huán)方的輸入晶體管的跨導和運算放大器環(huán)節(jié)的輸入 晶體管的跨導。和&。的值可以計算分別為5.48/w/底和2.45/w/j7無。另外，為 簡單起見，假定內(nèi)=白0=4加。所有配置的噪聲特性曲線，如圖6所示，證實了前面所述 的。這是噪聲特性依賴于特定的增益配置。在反相模式中，威爾遜tfa比改進型tfa有更 好的抗噪聲特性，因為威爾遜tfa具有零運算放大器噪聲電壓在同相模式下，情況是 相反的，改進型tfa具有更好的抗噪聲特性。非典型

25、相模式下，威爾遜tfa或剩余配置的 改進型tfa有略高有效的噪聲電壓。 配置-總輸入?yún)⒖荚肼曤妷狐c”反相威爾遜4 + ( 77)北國 +。-+(%.+維同相威爾遜反相改進型4+ (1 -才北俎+或o + (gmhi尸扁+券同相改進型* 十。- g4ktr，+0 +)%。+c - 吉)羽乜+%非典型同相表h各種配置時的總輸入?yún)⒖荚肼曤妷?、, -sse r也5 4 4 3 211 35678910閉環(huán)增益(a)5678910閉環(huán)增益，(b)7 5 6 5 5 &5.(c)圖6噪音與增益特性曲線(a)同相配置(b)反相配置(c)非典型同相配置(b)五、電路實現(xiàn)改進型tfa和威爾遜tfa的電路原理圖

26、分別如圖7和8所示。表川提供了的相應晶體管的幾何結(jié)構(gòu)。圖7中，標記了改進型tfa的三個部分，其中晶體管的構(gòu)成運算 放大器部分，mo-ms構(gòu)成 以部分，具有兩個輸出，根9一a7構(gòu)成緩沖部分. g， 凡和c)，凡，分別代表在運算放大器的補償網(wǎng)絡(luò)和緩沖部分。金單元的輸出分別取自漏圖7改進型tfa拓撲結(jié)構(gòu)示意圖改進型tfa .幾何結(jié)構(gòu)威爾遜tfa幾何結(jié)構(gòu)晶體管晶體管w/l, (fim/ftm)100/12 m巾必8100/1m：%3,跖出此口40/1“4,40/120/1msw91m5場320/145/1ms,人癡45/1m% mo, ml, a.1心 af瓜帆610/1岫o, a“3 wai10/1

27、10/2mi 2, m310/2必660/1乂8,峨260/1m818/19/1表hi改進型和威爾遜tfa晶體管幾何結(jié)構(gòu)極晶體管對/“監(jiān)和m” /ml運算放大器部分和緩沖部分都被配置為兩階具有ab型的愉出。要協(xié)助偏ab型輸出，“6需作為電平移位器和用于驅(qū)動加/2716的源極跟 隨器。圖7和圖8中未示出由自起動偏置電路產(chǎn)生的偏置電壓匕-圖8與圖7具有相似的 晶體管的尺寸。主要區(qū)別是在中間的部分使用的是一個單輸出的跨導塊。此外，在圖8中的 晶體管mu的縱橫比也是在圖7中晶體管mm的一半。這可確保兩個晶體管的g,”是相同的， 因為跨導器的輸入端，在圖8是連在一起的。和前面一樣，晶體管的構(gòu)成運算放 大

28、器部分，構(gòu)成跨導部分，mwm”構(gòu)成緩沖部分。%,凡”和凡）分 別代表在運算放大器的補償網(wǎng)絡(luò)和緩沖部分?？鐚У妮敵稣答伒骄彌_器的輸入端。這兩個 電路共享設(shè)定在700 mv上的偏置電壓。在這兩個電路芯片上的補償電容器c1和c2分別 設(shè)定為5 pf,所有的電容器都使用的是金屬-絕緣體-金屬（mim）的構(gòu)造。圖9是該芯 片在無界狀態(tài)下的顯微照片，上半部分為威爾遜tfa,下半部為改進型tfa。在圖9中看出補償電容。當坊=1.5攵。，能夠驅(qū)動1g負載時，這兩個電路設(shè)計為一個約20mhz的帶寬。在設(shè)計中可觀察到，改進型tfa的壓擺率和威爾遜tfa的壓擺率分別為16v/z?和圖9芯片顯微照片圖7和圖8的ic

29、布局（752.6評 x58l2/jm ）電路圖13v/zvo請注意在這兩個設(shè)計中的運算放大器的高轉(zhuǎn)換率或高頻特性沒有優(yōu)化，因此可能通常需要一個雙極tfa。本實驗中集中在觀察新型放大器的功能，作為新概念的證明。 最后，在原理圖中，仿真結(jié)果威爾遜tfa的直流功耗為2.89 mw （1.8 v電源電源電流為 1.60ma）和改進型tfa的直流功耗3.o5n】w （l8v電源供電電流為1.69ma）。六、測量結(jié)果如圖10所示，對電路特性測試安裝的電阻r采用精度為5%的1k。電阻。安裝在主板上 測試塊使用的是lt1364, 70 mhz交直流兩用運算放大器以滿足交流和直流（dc）電平需 求。注意，匕”泡

30、應設(shè)定為%2，%d=l8v。測量儀器使用了 50。輸入阻抗的網(wǎng)絡(luò)分析 儀。在整個實驗中，鳥=l5kq,而凡可在每個拓撲結(jié)構(gòu)中變化。在第一個測試中，測試 改進型tfa在反相配置時功能，改變&值分別為1,5k。，3.3k。，6.8 kq相當于收益分別為為-1,-22和-4.5,其測定結(jié)果如圖11所示。它們顯示三個增益對應的帶寬為16.7mhz,圖10 tfa測試電路的電路結(jié)構(gòu)2()10 寧.,t 一, -4 * )14.3昱文1. b illi !o o1一 目=) uworrmt1-ltitthii i 1 11h,.十./一 t i i i h i uu44a 一 i t i i i h 1

31、t 一 士 ir rttni j |hfui | i i | i ! hh+tth-f*. h4rr* 出乩一 14由斗一 (“1 i i i f il 11-30 3，； ： i iiy； ；：li ：1.；二；1000104io510e政率(hz)(a) 2010什+卅tt t,，- f r i t i i t fit 卜十t*1f 441-301000一 一 一l-二十；一- 二 b4 1i+i-t 士 一1；1.-1, ,1 - 一 一 _ 一34- itl; :l - j一一s一huhhuhnnhn105106頻率(hz)(b)圖11 ac響應的改進型tfa增益分別在odb, 6.8

32、4db和13.06db的交流響應(a)反相配置(b)非典型配置20o o o1 1 sp=) j卅什討十1 i1琲”十什也lt 1 1: 1tfnli一依卜屈卜廿布卜+,什 “ 14 , 1、,|k 審用知江一 h-hhtntl_r一 卜.4. 4 wi j i i i it i-4-1414 hh-r 士tt世忙十-1一|- m-f htff -i i i i | i 4 | ( file 川中 hi：r-ffll thjj i illi 4-iwi i f 1 i i i x4.4-i4ll i*v211rnr +ti : i iiin 一一rnnn一一itmnir 一 , 一 1 一卜/

33、 v*y4一 -wt書刖卜t4 m曲 廿卅獷tj卅北 一 ,卜卜m二卜拙訴 ipjl!-li一口士.山冊書+卅一一i , 4,.j.l “ 1( i i i i fl.lu4uj_-3010004h4+h|ih444-4frwt二土土出此二ht卅卅一- - ， -頻率(hz)圖12同相配置改進型tfa在預期增益為6.02db, lo.ldb, 14.8db時交流響應響應13.3mhz和6 mhz。除增益在13.06db的6mhz帶寬異常外，其余部分的結(jié)果與預期的模 擬結(jié)果是一致的。我們相信，這種偏差可能是由于內(nèi)部不必要的寄生效應，因為不幸的是, 從未考慮芯片焊盤的寄生效應，僅僅是示意性的模擬水

34、平的仿真。大焊盤信號可能存在比原 先預期更大的寄生電容。在圖12中可觀察到，非典型配置改進型tfa的交流響應在相同的 增益時，具有類似的帶寬變化特性。圖12顯示，同相配置改進型tfa的響應預期增益為+2(6.02db), +3.2 (lo.ldb), +5.5 (14.8db)o表iv,詳細介紹了測量每個配置的直流增益 露都接近一致。然而，在威爾遜tfa和改進型tfa中，威爾遜tfa的增益比改進型tfa 更準確，如圖(8) - (10)所預測。威爾遜tfa研究還發(fā)現(xiàn)，都有交流響應峰的值與增 益預期值相對應，但在其的反相和同相配置時都是這樣的。這個峰值在原理圖級模擬中并沒 有觀察到，只能歸因于多

35、余的內(nèi)部電容或整個設(shè)計的問題。這也符合在10mhz左右，當增 益改變時，略有降低。最后，圖13顯示出了的兩個放大器在三種配置下的增益。由此可以 看出，改進型tfa在反相和不典型配置下，有相似的帶寬，但如前而所提到的，威爾遜tfa 具有，在其響應沒有峰值。因此，不可能準確地比較改進型tfa與威爾遜tfa的頻率特性。 進一步研究改進型tfa和威爾遜tfa在1 mhz的方波輸入時瞬態(tài)特性。在第一個測試中， 設(shè)置兩個放大器k=凡=1.5%。，改進型tfa在非典型的同相配置下，威爾遜tfa在反相模式下。測試結(jié)果示于圖14 (a)所示，從頂部至底部分別是匕，匕和匕卬。輸出匕“ 和%留清楚地跟隨輸入電壓匕”

36、。無振鈴，即使在任何信號發(fā)生器上觀察的頻率上限為15mhz。應該指出的是，信號發(fā)生器能夠產(chǎn)生的信號最大壓擺率約4v/s,小于任何一個 電路設(shè)計的壓擺率。因此，一個真正的壓擺率測試無法進行。在另一個試驗中沒有對連接在 反相模式下的改進型tfa進行重復測試。除了根據(jù)實驗(2)將改進型tfa的增益配置成-1 不同外，其測試結(jié)果是幾乎和圖14(a)中所示的結(jié)果相同。在第二個測試中，用q =100的電容代替電阻r2,改進型tfa在非典型同相的配置時進行集成電路測試，也就是h(s) = +(1/rs).如圖14 (b)所示，對一體化的方波輸入，其輸出為顯三角波。在信 號無法觀察到之前，改進型tfa積分器達

37、到一個約4mhz的最高工作頻率。對反相改進型 tfa的測試結(jié)果除相位不同外，獲得了大致相同的頻率。威爾遜tfa的最高工作頻率可達 到大約為200khz,但為了簡潔起見，圖中未標出。我們相信，偏移電壓有助于降低威爾遜 積分器的最高工作頻率，驗證了進一步的研究。閉環(huán)直流增益db配置r2 = 1.5km五 2 = 3.3fcqjt,2 = 6.8 卜。反而威爾遜0.076.75813.073同相威爾遜5.899.94314.774反相改進型-0,1126.52412.748非典型同相-0.1396.56612.767同相改進型5.709.77514.543表iv各種配置時的直流增益(& = 1.5k

38、q )p).se9 pspuon頻率(hz)圖13反相，非典型同相改進型和反相威爾遜tfa配置標準化增益tqk run: 250ms/s sampletek run: 2s0ks/s sample圖14放大器瞬態(tài)響應：（a）對1 mhz的方波輸入。從上到下依次為：（1）愉入 ; （2）非典型同相配置改進型tfa （+凡/8）的%；（3）反相配置（一凡/為）匕卬；（b） （1 mhz 的方波輸入）非型配典置改進型tfa積分器c上而為輸入匕，下而為跟蹤輸出匕的；（c）改進型tfa放大器在第一象限的對數(shù)響應用峰峰值為50mv的正向斜坡輸入來測試對數(shù)放大器在兩種配置時的對數(shù)功能。用了 一個2n4401

39、,其基極與集電極短路，它一般用途的npn晶體管。在ikhz測試的結(jié)果表明 放大器實現(xiàn)了對數(shù)函數(shù)(19)如圖14 (c)所示。改進型tfa在反相配置時測試結(jié)果除相位 不同外，結(jié)果很相似。最后，在寫這篇文章的時候還不可能進行噪聲測量。七、結(jié)論已經(jīng)證明改進型tfa與威爾遜tfa不同。這種新型結(jié)構(gòu)的主要特點是在兩個標準增益 配置基礎(chǔ)上增加一個非典型同相配置，而不需要增加反相緩沖器。一個反相緩沖器，可以很 容易地添加到威爾遜的電路，使其與非典型的配置相比，在沒有某種形式的負反饋時，它們 不容易構(gòu)建。此外，非典型配置時，它有一個高輸入阻抗，當分別用一個電容和一個二極管 取代凡時，電路分別作為一個非反相積分

40、器和在第一象限的對數(shù)放大器。這個新型配置下 一的電路是希望作為新的過濾器和對數(shù)放大器的設(shè)計是可能的，它的使用值得進一步的研究。 這種新型電路與威爾遜電路不同點在于，它具有兩個電流輸出，因此電阻r2可安置在反饋 環(huán)路之外。結(jié)果表明新型tfa是一個威爾遜tfa更穩(wěn)定的電路。實際上新型電路在很多方 而勝過爾遜tfa,但一個完整的比較是困難的，因為威爾遜tfa的峰值難以預測。雖然本文的重點是改進型tfa的功能，但我們相信，這個電路的整體設(shè)計可以得到進 一步改善，值得進一步研究。參考文獻:1 b. wilson, transconductance feedback amplifier configura

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49、electrical engineering and the m.sc. degree in electronics and instrumentation from the university of the west indies/ trinidad, west indies, in 1983 and 1986, respectively, and che ph.d. degree in electrical engineering from dalhousie university/ ealifaxr ns,canadar in 1992. he completed a one-year

50、 postdoctoral fellowship at dalhousie university v;here he was actively involved in its analog microelectronics group. subsequent to that, he taught at the university of the west indies, and was a visiting professor at the university of louisville, louisville, ky, for seven months. he later worked i

51、n the defense industry for two years on mixed signal projects. in 1997, he joined the department of electrical and computer engineering, university of calgary, calgary, abr canadar where he is currently an associate professor. his current research is in the design of low-voltage cmos circuits for si

52、gnal processing and communication applicationsr high-speed amplifier design, active analog fillers in cmos technology, analog viterbi decoders and rf circuits.dr.maundy is currently an associate editor for the ieee transactions on circuits and systsms-i : regular papers . stephan j. g. gift (smr03) received the b.sc. (first class honors) degree in electrical engineering and the ph.d. degree in ele