功分器、定向耦合器及應(yīng)用簡介

1、1 西安海天天線科技股份有限公司西安海天天線科技股份有限公司 功分器、定向耦合器及應(yīng)用簡介功分器、定向耦合器及應(yīng)用簡介 編寫編寫:俱新德俱新德 西安海天天線技術(shù)支持部天線部西安海天天線技術(shù)支持部天線部 2005年年12月月 第一部分第一部分 功分器功分器 1、T型功分器型功分器 圖1.1所示為T型功分器，端口1為輸入 端，端口2、3為輸出端。如果輸入、輸 出端口的負載阻抗均為Z0，為了使輸入、 輸出端口均匹配，如圖1.1（b）所示，必 須加一段特性阻抗Z01=Z0/ ，長度為/4 的阻抗變換段。 2 T型功分器由于結(jié)構(gòu)簡單，既可以用同 軸線，也可以用微帶線實現(xiàn)，因而在基 站天線陣中，大量用它作

2、為饋電網(wǎng)絡(luò)。T 型功分器的缺點是輸出端口彼此不隔離， 因此也把T型功分器叫無隔離功分器。 2、Wilkinson功分器功分器 圖1.2所示為匹配Wilkinson功分器的結(jié)構(gòu) 示意圖。 信號由端口1輸入，由端口2、3輸出。所有 端口的負載阻抗均為Z0，當Z1=Z2= Z0，R= 2Z0時，由端口1輸入的功率，由端口2、3同相 等功率輸出。 在中心工作頻率，Wilkinson功分器具有以下 特性： 輸入、輸出端口完全匹配； 端口2、3彼此隔離，隔離度在20dB以上； 寬頻帶，VSWR1.22的帶寬為1.44：1。 2 Wilkinson功分器也可以作為功率合成器使用。 當端口2、3輸入等輻同相信

3、號，則合成信號由 端口1輸出。假定只在端口2（或端口3）輸入 功率，那么只有一半功率由端口1輸出，另一 半輸入功率損耗在隔離電阻R中。 把Wilkinson功分器級聯(lián)，可以進一步展寬它 的帶寬。 對圖1.3所示2級聯(lián)功分器，在倍頻程帶寬內(nèi)， 在端口1，VSWR1.1，在端口2、3， VSWR1.01，端口2、3之間的最小隔離度為 27.3dB。 圖 1.4 多段功分器級聯(lián)后，輸入/輸出端口的 最大VSWR的頻率特性如圖1.4所示。 由圖1.4看出，3段級聯(lián)功分器最有用的 帶寬可以到4：1，4段級聯(lián)，可以實現(xiàn)5.5： 1的帶寬。 功分器可以用微帶電路制作，也可以 用同軸線制作。也可以在輸出端口2

4、、3 分別用并聯(lián)長度小于/4短路支節(jié)的辦法 來展寬帶寬，如圖1.5所示。 /4 3、縮小尺寸的、縮小尺寸的3dB Wilkinson功分器功分器 普通的3dB Wilkinson功分器由兩段/4 傳輸線組成。在RF的低頻段，為了減少 普通2Wilkinson功分器軌跡（footprint） 圍成的面積，基于折疊傳輸線能減少傳 輸線幾何長度且能維持未折疊傳輸線在 中心頻率電性能的原理。用一個C段和兩 個C段級聯(lián)制成的小型3dB Wilkinson功分 器分別如圖1.6（a）(b) (c)所示。 圖1.6 為了比較，圖1.6（a）為同頻常規(guī)3dB 功分器的形狀和大小。相對圖1.6（a）常 規(guī)設(shè)計，

5、圖1.6（b）所示3dB功分器等效 矩形面積比圖（a）減少40%，圖1.6（c） 則減少37% 。 為了減少功分器的尺寸，可以采用電 容加載技術(shù)，圖1.7就是縮短尺寸2功分器 的一種結(jié)構(gòu)形式。圖中功分臂的特性阻 抗Z01及加載電容C1、C2可由下式求出： 4、大功率、大功率RF功分器功分器 Wilkinson功分器輸出端所加隔離電阻 為輸出端提供了很高的隔離度。但在高 頻應(yīng)用中，隔離電阻的寄生電抗將造成 嚴重問題。因為隔離電阻的幾何尺寸和 波長相比擬，在大功率應(yīng)用中，為了承 受大的功率，電阻的幾何尺寸也必須很 大，電阻的寄生電抗則降低了功分器的 性能，不僅使隔離度、電壓駐波比變壞， 而且增加了

6、插損。 有許多方法可以用來消除隔離電阻寄 生電抗帶來的不良影響，例如采用由兩 對傳輸線組成的補償網(wǎng)絡(luò)來抵消掉隔離 電阻所帶來的寄生電抗。 如圖1.8所示，把兩對傳輸線A、B插進 普通Wilkinson功分器中。 線是作為輸入與包括補償線在內(nèi)輸 出端間的阻抗變換器，在這個布局中， 輸入、輸出端均與Z0匹配。 4/ 5、由傳輸線變壓器構(gòu)成的功分器、由傳輸線變壓器構(gòu)成的功分器 在MFHF頻段，廣泛采用由傳輸線變 壓器構(gòu)成的功分器（或功率合成器）。 圖1.10為2功分器，信號由端口1輸入， 由端口2、3等輻同相輸出，端口4為隔離 端，隔離電阻R=2Z0。兩個線圈可以按照 傳輸線變壓器的原理，繞在一個磁

7、環(huán)上， 以實現(xiàn)寬頻帶。 由傳輸線變壓器構(gòu)成的功分器有以下 特點： 端口1、4隔離，端口2、3也隔離。 隔離端與輸入端反相，輸入與輸出端 同相。 由圖1.10所示2等功分器看出，端口1的 阻抗不為Z0，而為Z0/2，為使輸入阻抗與 輸出阻抗均相同，可使用如圖1.11所示二 等功分器。 圖中T1是阻抗變換變壓器，按照理想 變壓器阻抗與匝數(shù)的平方成正比，可以 求出T1變壓器初次級匝數(shù)之比等于 （7/5=1.4 ）。T2是匝數(shù)相同的分配變 壓器，實際電路中還并聯(lián)了幾只電容， 它與T1、T2變壓器的漏感構(gòu)成諧振回路， 以改善高頻特性。 圖1.12和1.13分別為四功分器和三功分 器。 2 2 6、不等功

8、分比功分器、不等功分比功分器 在工程中，有時還需要使用一些不等功分比 二功分器。如在賦形基站天線陣中，需要用不 同功率給各輻射單元饋電，對不等功分比功分 器，按照端口之間的功分比與端口之間饋線特 性阻抗成反比的原則來設(shè)計相應(yīng)的不等阻抗匹 配網(wǎng)絡(luò)，來滿足所需要的不等功分比。圖1.14 為三端口微帶不等功分器的結(jié)構(gòu)示意圖，信號 由端口1輸入，由端口2、3按不等功分比輸出。 功分器必須滿足以下要求： 輸出端口2、3的功率比可以相等，也 可以為任意值，例如P3= P2， 是端口2、 3的功分比。 輸出端口的電壓相等，當功率從端口1 輸入時，只有V2=V3，才能保證在隔離電 阻R上無壓降。由于隔離電阻R

9、的存在， 才使得3個端口能同時實現(xiàn)阻抗匹配，端 口2、3也才彼此隔離。 端口1無反射。 2 k 2 k 第二部分第二部分 定向耦合器定向耦合器 2.1 分類分類 定向耦合器的對稱性是定向耦合器的 重要特性，在分析和計算中經(jīng)常利用對 稱性。按對稱性把定向耦合器分成三類， 如圖2.1所示。 1類：沿X、Y軸均對稱完全對稱 2類：沿X軸對稱部分對稱 3類：沿Y軸對稱部分對稱 按輸出端口的相位差也分成三類： （1）90 如分支線定向耦合器、耦合 線定向耦合器 （2）0 環(huán)形定向耦合器 （3）180 環(huán)形定向耦合器 2.2 用途用途 在那些微波器件中會使用定向耦合器， 定向耦合器在如下所示許多微波器件中

10、 都有應(yīng)用。 平衡混頻器 平衡放大器 功分器/合成器 移相器 衰減器 調(diào)制器 鑒頻器（鑒相器）（Discriminators） 天線陣的饋電網(wǎng)絡(luò) 2.3定向耦合器參數(shù)的定義定向耦合器參數(shù)的定義 如圖2.1（a）所示，定向耦合器是一個 四端口網(wǎng)絡(luò)。假定從端口1為輸入端，端 口3為輸出端，端口4為耦合端，端口2為 隔離端。假定P1為端口1的輸入功率, P1 是從端口1反射回來的功率。P2、P3、P4 分別是輸出端口3、耦合端口4、隔離端 口2的輸出功率。 2.4 環(huán)形定向耦合器環(huán)形定向耦合器 （Ring Couplers） 2.4.1 周長為周長為6 /4的環(huán)形定向耦合器的環(huán)形定向耦合器 圖2.2

11、是由周長為6 /4微帶線構(gòu)成的環(huán) 形定向耦合器（ 應(yīng)為導(dǎo)波波長）。 圖2.2 （巴倫）（巴倫） 2.4.2寬帶級聯(lián)定向耦合器寬帶級聯(lián)定向耦合器 圖2.3 2.4.3 寬帶周長為寬帶周長為 的環(huán)形定向耦的環(huán)形定向耦 合器合器 圖2.4 2.4.4 由環(huán)形定向耦合器構(gòu)成的寬由環(huán)形定向耦合器構(gòu)成的寬 帶不等功分器帶不等功分器 圖2.5 2.4.4.1 環(huán)形不等功分器的環(huán)形不等功分器的 工程設(shè)計工程設(shè)計 2.5 分支線定向耦合器（分支線定向耦合器（Branch Coupler） 分支線定向耦合器是由周長為的方環(huán) 構(gòu)成的分支線耦合器。分支線定向耦合 器為四端口網(wǎng)絡(luò)。分支線定向耦合器有 雙分支線定向耦合器

12、和三分支線定向耦 合器。分支線定向耦合器的帶寬隨著分 支線的增加而增加。 2.5.1雙分支線定向耦合器雙分支線定向耦合器 雙分支線定向耦合器是由周長為的方形環(huán) 狀傳輸線構(gòu)成的分支線定向耦合器，如圖2.7所 示。也可以看成主要是由兩根傳輸線組成，主 線傳輸線1-3利用兩個間隔/4且/4長的分支線 耦合到輔助傳輸線2-4上，耦合系數(shù)由串聯(lián)臂和 并聯(lián)臂的阻抗比Z2/Z1決定，輸入輸出端均有相 同的特性阻抗Z0。 2.5.2 三分支線定向耦合器三分支線定向耦合器 （Three-Branch Coupler） 圖2.8為三分支線定向耦合器。三分支 線定向耦合器的帶寬比雙分支線定向耦 合器寬，相對帶寬為2

13、0%。 三分支線定向耦合器也有圖2.1 1類定 向耦合器的理想方向性。 S12=S21=0 2.5.3 集總參數(shù)分支線定向耦合器集總參數(shù)分支線定向耦合器 集總參數(shù)分支線定向耦合器如圖2.10 2.13所示，雖然耦合元件有所不同，但都 適合在MFHF頻段作為窄帶90混合電 路使用。 Maxwell電橋 在MFHF頻段，最好的90混合電路 是如圖2.13所示Maxwell電橋，具有特別 寬的帶寬。 2.6 平行耦合線定向耦合器平行耦合線定向耦合器 與分支線定向耦合器相比，平行耦合 線定向耦合器有更寬的帶寬。最常用的 平行耦合線定向耦合器是TEM模單節(jié)反 向（Backward-Wave）定向耦合器。

14、圖 2.14為單節(jié)反向定向耦合器的結(jié)構(gòu)圖。由 圖看出，平行耦合線定向耦合器是由兩 個等寬平行耦合帶線構(gòu)成，最大耦合發(fā) 生在耦合線長度為 /4的區(qū)段內(nèi)（為導(dǎo) 波波長）。 由于平行耦合導(dǎo)體之間的電磁場的相互作用， 使耦合信號傳播的方向正好與入射信號的傳播 方向相反，因而把這種定向耦合器叫反向定向 耦合器。 圖2.14（a）為窄邊帶線耦合器，圖2.14（b） 為寬邊帶線耦合器。對上述兩種單節(jié)反向定向 耦合器，假定信號由端口1輸入，由端口2、3 輸出，端口4無信號輸出，為隔離端。值得注 意的是輸出信號相差90，端口2的相位超前端 口3 90。 經(jīng)常用獨立的偶模和奇模來分析和表示定向 耦合器，把兩個模疊

15、加就能得到最后結(jié)果，詳 細分析可參看有關(guān)資料，這里只給出設(shè)計用公 式。 圖2.14 2.6微帶電路形式功分器微帶電路形式功分器/合成器主合成器主 要性能的比較要性能的比較 2.7功分器傳輸線的特性阻抗值功分器傳輸線的特性阻抗值 第三部分第三部分 功分器和定向耦合器功分器和定向耦合器 應(yīng)用簡介應(yīng)用簡介 3.1 作三頻段作三頻段4波束天線的波束天線的 饋電網(wǎng)絡(luò)饋電網(wǎng)絡(luò) 在城區(qū)，傳統(tǒng)的水平面寬波束基站天 線會帶來嚴重的多路徑和射頻干擾，嚴 重影響通信質(zhì)量，為了減小多路徑效應(yīng) 和射頻干擾，增加通信系統(tǒng)的容量，需 要用幾個窄波束天線來代替一個寬波束 天線，使用寬頻帶多波束天線就能滿足 這些要求 。 圖3

16、.1是為4波束方向圖饋電用的Butler矩陣波 束形成網(wǎng)絡(luò)（BFN）(Beam Forming Network)。 為了在17102200MHz的3G頻段工作，用寬帶 分支線定向耦合器作為90混合電路。輻射單 元為寬帶板型對稱陣子，距接地板/4高，如圖 3.2所示。其陣列分布為42。4波束（12、 40）水平面方向圖如圖3.3(a)所示，每個波 束的垂直面方向圖如圖3.3(b)所示。 由圖看出，波束下傾7，每個波束天線在 1950MHz的增益為：12波束，G=11.5dBi;40 波束，G=11dBi;-12波束，G=12.3dBi;-40波束， G=10dBi。由于波束下傾，必須按表3.1所

17、示單 元之間的相位進行設(shè)計。 3.2在空間波束圓形智能天線陣中在空間波束圓形智能天線陣中 的應(yīng)用的應(yīng)用 在第3代移動通信中，傳輸高速率數(shù)據(jù)是其 中最主要的特點之一，無線傳播環(huán)境將變得非 常惡劣，所以自適應(yīng)天線則成為移動通信系統(tǒng) 的關(guān)鍵技術(shù)之一。對以高bit速率通信系統(tǒng)的移 動終端，瑞利（Rayleigh）衰落則成為最嚴重 的問題。由于瑞利衰落，假定每個天線單元中 接收的信號都很小，那么自適應(yīng)天線也不能正 常工作。但采用定向分集 （Directive Diversity）能有效解決這些難題。 在定向分集中，同時形成幾個窄波束，且選擇 最大功率的波束，或者把波束與最大比組合算法 (MRC）（Max

18、imum Ratio Combining）組合。在 更先進的系統(tǒng)，對波束加權(quán)，并和自適應(yīng)陣算法 相結(jié)合。例如采用最小均方誤差 (MMSE)(Minimum Mean Square Error)，把這種自 適應(yīng)天線陣稱作空間波束自適應(yīng)天線陣。 圖3.4為均布在直徑為0.5圓周上由4個全向天 線和饋電網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的智能天線陣。由圖看出，饋 電網(wǎng)絡(luò)僅由4個寬帶90混合電路組成。由于沒有 移相器，沒有延遲線，也沒有放大器，所以饋電 網(wǎng)絡(luò)具有寬帶特性，而且RF損耗很小。 波束端口和 激勵相位間 的關(guān)系如 表3.2所示 1234 18090900 90018090 90180090 09090180 3.3在

19、室內(nèi)扇區(qū)天線中的應(yīng)用在室內(nèi)扇區(qū)天線中的應(yīng)用 在微波波段工作的如WLAN等寬帶數(shù)字通信 系統(tǒng)，近幾年來有了迅速發(fā)展。在這種高速系 統(tǒng)，由于多徑衰落造成傳輸質(zhì)量嚴重惡化。基 于幾何光學(xué)原理，利用室內(nèi)傳播延遲模擬算法 計算，結(jié)果表明用合適的窄波束天線能克服多 路經(jīng)衰落。 假定使用HPBW為30的定向天線與收發(fā)天線 均為全向天線相比，延遲擴展幾乎減小90%。 由于無線通信用戶用他們的終端工作時，并 不知道基站信號的方向，因此要求用窄波束天 線覆蓋所有方向，而且天線增益應(yīng)當在所有方 向相等。實現(xiàn)這種要求的方法有： （1）用一個窄波束天線在方位面機械掃描跟 蹤來波信號。 優(yōu)點：天線尺寸最小，天線的結(jié)構(gòu)也最

20、簡單。 缺點：需要一個機械旋轉(zhuǎn)裝置和相當長的跟蹤 時間，大的功率消耗。 （2）用4或5Bit移相器的相陣天線 優(yōu)點：電跟蹤速度快 缺點：在微波特別是在毫波波段，實現(xiàn)低損耗 移相器較困難。 （3）扇區(qū)天線（Sector Antenna） 該方案不僅有能迅速定向的窄波束，而且以 電切換波束選擇出最好的信號，還有軟件并不 復(fù)雜，控制也相當簡單的優(yōu)點。 扇區(qū)天線有柱狀或者圓陣，也有平面扇區(qū)陣。 平面扇區(qū)陣天線平面扇區(qū)陣天線 平面扇區(qū)陣天線是由兩類天線形成的兩種波 束，一種是平面4波束子陣，另一種是平面單 波束天線。為了均衡所有扇區(qū)天線的增益，應(yīng) 當用賦形技術(shù)來設(shè)計天線的波束。在設(shè)計4波 束子陣時，應(yīng)該

21、把多波束天線與平面Butler矩 陣波束形成網(wǎng)絡(luò)集成在一起。 圖3.5是10個平面扇區(qū)天線形成的波束，正面 和反面分別為4波束ABCD和EFGH，每個波束 水平面方向圖HPBWH=30，相當普通的12扇區(qū) 天線。8個波束ABCDEFGH由兩個層狀平面4 波束子陣產(chǎn)生，覆蓋240角域。其余60角域由 位于側(cè)面的兩個平面單波束天線產(chǎn)生的 HPBWH=60的J波束和I波束來覆蓋。 圖3.5 扇區(qū)天線陣的厚度主要由單波束天線水平面 波束寬度決定。平面單波束天線為23微帶貼 片天線。它的主要電參數(shù)如下：HPBWH=60、 HPBWE=30、G=10.7dBi(不含切換電路損耗)。 VSWR1.5的相對帶

22、寬為15%。為實現(xiàn)上述電 指標，單波束天線的尺寸為：寬高=1020 （0-中心工作波長） 圖3.6為4波束子陣（橫截面）和單波束天線 （正面）的結(jié)構(gòu)示意圖。多波束天線由于輻射 口面重疊，因而減小了尺寸。用裝在天線中的 PIN二極管作為切換電路選擇最好的波束。單 元天線HPBWH=94，調(diào)整單元間距，就能在所 希望的=15、=45形成HPBWH=30的4 個波束，以便提供3dB交叉深度。用r=2.2,tg =0.009的介質(zhì)板制作天線和饋電網(wǎng)絡(luò)，天線單 元間距約0.450。 圖3.6 圖3.7為Butler矩陣和4波束天線的饋電網(wǎng)絡(luò)。 90混合電路為雙分支線定向耦合器。由圖看出， 90混合電路及

23、-45相移均用微帶電路制作，沒 有任何交叉，為了使幅度偏差最小，對所有端 口，微帶線的彎曲數(shù)目是相同的。 圖3.7 3.4分支線定向耦合器在圓極化天分支線定向耦合器在圓極化天 線中的應(yīng)用線中的應(yīng)用 一、作圓極化天線的饋電網(wǎng)絡(luò)一、作圓極化天線的饋電網(wǎng)絡(luò) 對雙饋圓極化天線，雖然可以用普通2功分 器讓輸出臂長度差 給微帶天線饋電。如果 功分器沒有隔離電阻，也就是說，輸出端不隔 離，如果天線與饋線匹配得不好，從一個端口 反射回來的功率就會再發(fā)射到另外一個端口， 而導(dǎo)致反旋圓極化波，這樣就很難實現(xiàn)好的軸 比。 分支線定向耦合器輸出端彼此隔離，如果用 它給雙饋圓極化天線饋電，這樣即使天線與饋 線不匹配，從

24、失配天線反射回來的功率只能被 4 g 吸收負載吸收，而不會到另一端，所以用分 支線定向耦合器給雙饋圓極化天線饋電，就能 得到您所需要的好的圓極化天線。 為了實現(xiàn)相對帶寬為30%的圓極化天線，由 于雙分支線定向耦合器的相對帶寬僅為25%， 所以必須采用相對帶寬為40%的3分支定向耦合 器作為饋電網(wǎng)絡(luò)，并通過位于接地板上的兩個 縫隙進行口面耦合饋電。 圖3.8 圖3.8給出了在1200MHz1800MHz工作的圓 極化輻射單元、饋電網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)圖及尺寸。圖 中為RHCP。實測的VSWR、軸比及增益頻率 特性曲線如圖3.9(a)(b)所示。由圖看出，從 1.31.8GHz,VSWR2,相對帶寬為32.

25、3%;在 1.221.88GHz頻段內(nèi)，AR3dB,相對帶寬為 42.6%,在1.55GHz,增益最大為8.8dBic。 圖3.9 二、作多波束圓極化天線的饋電二、作多波束圓極化天線的饋電 網(wǎng)絡(luò)網(wǎng)絡(luò) 為了抑制多徑信號，提高GPS的抗干擾能力， 對一些利用GPS的特殊用戶，希望使用多波束 GPS天線。 為了在方位面=45、135、225和315有4 個波束，采用了4單元圓極化天線，以22方 陣組陣?；据椛鋯卧獮榘肭蚵菪炀€，單元 間距d為0.7。 輻射仰角由下式確定 3 .301 . 37 . 0, 2 )1 . 3)(1.(1 45cos2 sin 1 ）求得代入式（把 工作波長 單元間距

26、子線陣中單元的個數(shù)式中 dN d N Nn dN n Butler矩陣波束形成網(wǎng)絡(luò)如圖3.10所示。由 圖看出，該波束形成網(wǎng)絡(luò)由4個雙分支線定向 耦合器和由同軸電纜構(gòu)成的固定移相器組成。 波束形成網(wǎng)絡(luò)是用r=4.2,厚度h=1.6mm的FR-4 環(huán)氧板用印刷電路技術(shù)制造，在f=1575MHz時， 雙分支線定向耦合器串臂（L1）和并臂（L2） 的長度和寬度如下表所示。 圖3.10 22半球螺旋的照片如圖3.11所示 圖3.11 3.5由多節(jié)功分器和由多節(jié)功分器和3dB90耦合器耦合器 構(gòu)成的超寬帶巴倫構(gòu)成的超寬帶巴倫 在近幾年，超寬帶(UWB)(Ultra-Wideband)通 信系統(tǒng)如WLAN

27、和多頻段無線通信業(yè)務(wù)得到了 迅速發(fā)展，為了實現(xiàn)超寬帶高數(shù)據(jù)速率信號的 傳輸，必須使用UWB天線。如果用不平衡饋線 給UWB(7002500MHz)對稱天線饋電，則必須 使用適合在7002500MHz頻段工作的UWB巴 倫。 用一個微帶寬帶功分器和兩個移相器就可以 構(gòu)成寬帶巴倫。圖3.12為組成方框圖。 寬帶功分器由3個WILKinson功分器級聯(lián)而成， 180移相器是由一對絞繞同軸線構(gòu)成的90混合 電路組成。 如圖3.13所示。 圖3.13 用r=2.25的雙面覆銅介質(zhì)板制作在 7002500MHz頻段工作的微帶UWB巴倫。 如圖3.14所示。 圖3.14 的功率。能承受 。插損為相位不平衡為

28、巴倫幅度的平衡性為 。的歸一值為隔離電阻相對 。 的歸一化阻抗為相對抗功分器功分臂的特性阻 W dBdB LLL RRR ZZZ ZZZZ 100 3 . 1,4 . 3,5 . 0 904/ 0 . 8/23. 4/14. 2/50 15. 1/41. 1/74. 1/ 50 0321 321 321 0321 3.6定向耦合器的其他應(yīng)用定向耦合器的其他應(yīng)用 （1）兩部接收機共用一副天線 用3dB定向耦合器使兩個接收機共用一副接 收天線。如果定向耦合器的中心工作頻率fc是 前置放大器的輸出頻率，則兩個接收機得到相 同的接收功率，如果兩個接收機的輸入阻抗均 為R，沒有能量損耗在端口4的R上。

29、(2)并聯(lián)兩個放大器 用兩只定向耦合器如圖所示那樣連接兩個 放大器，使放大器之間有相當高的隔離度， 因而能有效減少它們之間的相互干擾。假定 兩只放大器完全相同，不管放大器的輸入、 輸出阻抗從第一個定向耦合器的1端和第二個 定向耦合器的2端看進去的阻抗總等于R。 （3）兩部發(fā)射機與兩副天線相連 用一個定向耦合器就能夠使兩部發(fā)射機與 兩副天線相連。假定兩部發(fā)射機功率比是可 調(diào)的，調(diào)整相移器又能改變線上電流相位的 話，這樣兩根天線上的電流的幅度比和相位 差就能通過調(diào)相移器和饋線的長度以及調(diào)整 發(fā)射機功率之比來控制。如果能保證發(fā)射機 匹配，無疑兩部發(fā)射機的輸出彼此是隔離的。 如果饋線的長度差是波長的整

30、數(shù)倍，用集中 常數(shù)型定向耦合器就能在所有頻率上保證1# 與2#天線上的相位差為90，而不會像其他電 路會引入附加相移。 （4）兩部中頻廣播天線共用一部發(fā)射機 用一個定向耦合器可以讓兩部中頻廣播天線 共用一部發(fā)射機。圖中N1、N2表示使天線與饋 線匹配的“T”型或“L”型匹配網(wǎng)絡(luò)。與端相 連的負載電阻R應(yīng)能承受全部發(fā)射功率，以至 把它可以作為假負載使用。 （）構(gòu)成平衡混頻器 本振f2的幅度遠大于信號幅度 f1，在輸出端， 為了完全抵消本振的頻率，要求二極管匹配， 可以用混合電路和合適的二極管電路來實現(xiàn)。 第四部分第四部分 EBG結(jié)構(gòu)在功分器和定向耦結(jié)構(gòu)在功分器和定向耦 合器中的應(yīng)用合器中的應(yīng)用

31、在陣列天線的賦型方向圖中，不僅需 要整數(shù)功率比功分器，還需要非整數(shù)功 率比功分器，仍然可以用以上有關(guān)公式 計算各段微帶線的特性阻抗及R值。 由表1.1看出，對3:1和4:1不等功分器， 端口2功分臂微帶線的特性阻抗高達132 和158，屬高阻抗傳輸線。 高阻抗傳輸線雖然在賦型天線陣的阻抗 匹配網(wǎng)絡(luò)和不等功分器中很有用，但在 微波波段和毫米波波段，由于帶線的寬 度很窄極難實現(xiàn)。但對高阻微帶線段， 采用電磁帶隙共面波導(dǎo)Electromagnetic bandgap Coplanar Wave guide(EBG CPW) 技術(shù)和缺陷地面結(jié)構(gòu)(Defected ground Structure)。(

32、DGS)就能有效解決這些問題。 41 帶有帶有EBG CPW的的 3：1不等功分器不等功分器 ) 3 . 4( 101 101 1 1 )2 . 4( 1 1 ) 1 . 4(lg20 4 1 . 4 20 20 000 0 11 11 0 11 11 S S inx in in x ZZZZZ ZZ dBS SZ ZZ 。通過下式也能計算出來 ，射系數(shù)，或者測得輸入端的反的情況下可以計算出來輸入阻抗 ，在已知長傳輸線的特性的一段所示端接阻抗為對如圖 EBG CPW就是在CPW的地面上腐蝕出一些周 期矩形孔，如圖4.2(a)所示，用它可以得到一些 阻帶，但不能用它來設(shè)計高阻傳輸線。圖4.2(b

33、) 是適合在4500MHz頻段工作，能作為高阻抗傳 輸線的變形EBG CPW。 。，縫隙之間的間距矩形孔間距 的縫隙與信號線相連。寬再通過長 的矩形孔，蝕出信號線兩邊的地面上腐它是在 mmdmmd mmmmWL mmbaCPW srr SS 11 5 . 09 . 0 514 圖4.3為計算機仿真的有無EBG CPW的反射 系數(shù)，由圖看出，采用EBG CPW，饋線的特 性阻抗由無EBG結(jié)構(gòu)的104提高到了132。 經(jīng)仿真計算，用線寬為0.1mm的EBG CPW能實 現(xiàn)與線寬為0.025mm有相同特性阻抗的CPW。 。隔離度平均為 最小反射損耗為可以看出，插損為 實測及仿真結(jié)果，為該功分器主要性

34、能的圖 大。寸只有 不等功分器。其尺頻段工作的在 基板制作的厚為用圖 dBdB dB mm MHz ASmmGa r 20,15 ,7 . 0 5 . 4 86 1:34500 35. 6, 9 .124 . 4 2 4.2帶有帶有DGS的的4：1不等功分器不等功分器 在實用中，能實現(xiàn)的最大微帶線特性阻抗只 能到120130。對4：1不等功分器，Z02=158, 雖然微帶線的特性阻抗取決基板的相對介電常 數(shù)r和基板的厚度，但用普通的微帶線很難實 現(xiàn)158的特性阻抗。 近幾年，有研究表明，在微帶線的地面上制 造出一些DGS圖形，由于DGS產(chǎn)生了附加的有 效電感，不僅具有阻帶特性，而且使具有DGS

35、 微帶線的特性阻抗增加。圖4.6為在1500MHz頻 段工作的在高阻線上帶有DGS的4：1不等功分 器。 。 體尺寸為： 的具圖形，兩個完全相同的 高阻微帶線的地面上有如圖所示在 基板制作的。厚它是用 mmWC mmgba DGSDGS Z mm r 4 . 0 ,6 31. 0, 2 . 2 3 02 圖4.6 由帶有DGS158歐姆高阻線的4：1不等微分功分器 圖4.7為不等功分器的照片。 為了比較帶DGS微帶線與無DGS微帶線的好 處，用相同基板制作無DGS結(jié)構(gòu)的158微帶線。 有DGS結(jié)構(gòu)微帶線的線寬為0.4mm,/4線段的長 度為32.3mm。無DGS結(jié)構(gòu)微帶線的線寬為 0.17mm

36、,/4線段的長度為38.83mm,可見線寬比 0.4/0.17=235%有了很大增加，但/4線段的長 度卻減少了32.3/38.83=83%。 圖4.8為4:1不等功分器的實測S參數(shù)頻率特性 曲線，由圖看出，在13001700MHz頻段內(nèi)， 反射損耗-15dB,隔離度為-25dB-50dB,插損1- 2端口為-1dB,1-3端口為-7dB。 4.3輸出端具有輸出端具有45相差的相差的4功分器功分器 為了得到4功分器，把2個平面結(jié)構(gòu)的2功分 器級聯(lián)是最簡單的解決方法。為了得到輸出端 相位差45的寬帶4功分器，可以把一個有90相 差寬帶功分器和兩個寬帶45功分器級聯(lián)而成， 如圖4.9所示。 圖4.

37、9 有90相差的2功分器 的相位差。 端口之間、的相位匹配，便得到了遲線和短路支節(jié)在 ，以便使延的特性阻抗無窮大，再選擇短路線 呈現(xiàn)的阻抗路支節(jié)在所示，在此情況下，短如圖 延遲線的對面。短路支節(jié)放在的特性阻抗為 具有功分器，把在中心頻率線組成。為了得到寬帶 延遲的為具有輸入與輸出阻抗均和在中心頻率 功分器的輸出阻抗為相位差可以由輸入 32 2/ 9 . 4 8/4/ 45 8/ /45 0 0 0 00 0 00 0 f ZZ f Z f Zf WilkinsonZ s 在歸一0.81.18頻段內(nèi)，90相差2功分器的功 率比為-3.130.3dB,相位誤差20dB,反射損耗10dB.分支線90混合電路，雖 然也具有上述功能，但性能相對較差，如功分 比為-4.050.7dB,輸出相位差誤差6.4。 圖4.10是用r=3.2,厚0.76mm基板制作的UHF 輸出端口相位差為45的4功分器。中心工作頻 率為900MHz,整個功分器的尺寸為120129mm, 在8601060MHz頻段范圍內(nèi)，功分比為 6.420.25dB,輸出端口相對相位差的精度為1， 輸出端口間的隔離度大于15dB，反射損耗大于 15dB。 圖4.10 輸出端具有45相差的4功分器 0/4延遲線延遲線 端口端口1 0/4延遲線延遲線 端口端