高效音頻功率放大器

1、高效音頻功率放大器-模電課程 設(shè)計高效音頻功率放大器、設(shè)計任務(wù)與要求1、設(shè)計任務(wù)設(shè)計并制作一個高效率音頻功率放大器。功 率放大器的電源電壓為+5V (電路其他部分的電 源電壓不限)，負載為8Q電阻。2、設(shè)計要求(1) 3 dB通頻帶為3003400Hz，輸出正弦 信號無明顯失真。(2) 最大不失真輸出功率1W。(3) 輸入阻抗10k Q,電壓放大倍數(shù)120 連續(xù)可調(diào)。(4) 低頻噪聲電壓(20kHz以下)50%。3、設(shè)計說明(1)采用開關(guān)方式實現(xiàn)低頻功率放大(即D 類放大)是提高效率的主要途徑之一，D類放大原理框圖如下圖所示。本設(shè)計中如果采用 D類放大方式，不允許使用D類功率放大集成電路輸入

2、PWM 高速開關(guān)電路低通謔波圖1 D類放大原理框圖（2）效率計算中的放大器總功耗是指功率放 大器部分的總電流乘以供電電壓（+5 v），制作時 要注意便于效率測試。、（3）在整個測試過程中，要求輸出波形無 明顯失真。二、方案論證與比較根據(jù)設(shè)計任務(wù)的要求，對本系統(tǒng)的電路的設(shè) 計方案分別進行論證與比較。1、高效率功率放大器高效率功放類型的選擇方案一：采用A類、B類、AB類功率放大器 這三類功放的效率均達不到題目的要求。方案二：采用D類功率放大器。D類功率放大 器是用音頻信號的幅度去線性調(diào)制高頻脈沖的 寬度，功率輸出管工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，通過LC 低通濾波器后輸出音頻信號。由于輸出管工作在 開關(guān)狀態(tài)，

3、故具有極高的效率。理論上為100%, 實際電路也可達到80%95%,所以我們決定采 用D類功率放大器。PWM調(diào)制器高速開關(guān)電路圖2脈寬調(diào)制器電路 脈寬調(diào)制器（PWM）方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊， 但通常 有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實 現(xiàn)。方案二：采用圖2所示方式來實現(xiàn)。三角波產(chǎn)生 器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功 能清晰，實現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。若合理的選擇器 件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作， 故選用 此方案。 高速開關(guān)電路a.輸出方式方案一：選用推挽單端輸出方式（電路如圖3所 示）。電路輸出載波峰-峰值不可能超過5V電源電 壓，最大輸出功率遠達不到題目的基本要求

4、。驅(qū)動O;0輸出圖3咼速開關(guān)電路方案二：選用H橋型輸出方式（電路如圖4所示）。 此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰 -峰值可達10V，有效地提高了輸出功率，且能達 到題目所有指標要求，故選用此輸出電路形式。+5V圖4咼速開關(guān)電路b.開關(guān)管的選擇。為提高功率放大器的效率和 輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對它的要求 是咼速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。方案一：選用晶體三極管、IGBT管。晶體三 極管需要較大的驅(qū)動電流，并存在儲存時間，開 關(guān)特性不夠好，使整個功放的靜態(tài)損耗及開關(guān)過 程中的損耗較大；IGBT管的最大缺點是導(dǎo)通壓降太大。方案二：選用VMMOSFET管。VMOSFET管具 有較小的驅(qū)動

5、電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特 性，故選用高速VMOSFET管。 濾波器的選擇方案一：采用兩個相同的二階 Butterworth低通 濾波器。缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充 分衰減。方案二：采用兩個相同的四階Butterworth低通 濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負載上 的高頻載波電壓進一步得到衰減。三、主要電路工作原理分析與計算1、D類放大器的工作原理一般的脈寬調(diào)制D類功放的原理方框圖如圖5所示。圖6為工作波形示意，其中（a）為 輸入信號；（b）為鋸齒波與輸入信號進行比較的 波形；（c）為調(diào)制器輸出的脈沖（調(diào)寬脈沖）；（d） 為功率放大器放大后的調(diào)寬脈沖；（e）為低通濾波 后的

6、放大信號。上輸出圖5 D類放大器的工作原理(a)(b)(c)0 :i(e)(d)圖6 D類放大器的工作波形示意圖2、D類功放各部分電路分析與計算脈寬調(diào)制器三角波產(chǎn)生電路。該電路我們采用滿幅運放 TLC4502及高速精密電壓比較器 LM311來實現(xiàn) (電路如圖7所示)。TLC4502不僅具有較寬的頻 帶，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產(chǎn)生線性良好的三角波，而且可達到發(fā)揮部分 對功放在低電壓下正常工作的要求。載波頻率的選定既要考慮抽樣定理， 又要考慮電 路的實現(xiàn)，選擇150 kHz的載波，使用四階Bultterworth LC濾波器，輸出端對載頻的衰減大于60dB，能滿足題目的要求，所以

7、我們選用 載波頻率為150 kHz。電路參數(shù)的計算：在5V單電源供電下，我們將 運放5腳和比較器3腳的電位用R8調(diào)整為2.5 V， 同時設(shè)定輸出的對稱三角波幅度為1 V(V p-p =2V)。若選定R10為100 k Q,并忽略比較器高電 平時R11上的壓降，則R9的求解過程如下：100 禺 “2.5取 R9 為 39 k Qo圖7三角波產(chǎn)生電路選定工作頻率為仁150 kHz ,并設(shè)定 R7+R6=20kQ,則電容C3的計算過程如下：對電容的恒流充電或放電電流為5-252.5I 二J2? 4- R6 R7 -F &則電容兩端最大電壓值為1 T15Vc =f 帀2嚴-7J厲6已必十心）1其中為半

8、周期，T,=T/2=1/2。VQ的最大值 為2V，則2.512 515CA = =,陽 23pF+RM 20xl0J x4xl50xJ03取C4=220 pF, R7=10k Q, R6采用 20 k Q 可調(diào) 電位器。使振蕩頻率在150 kHz左右有較大的調(diào) 整范圍。圖8比較器電路比較器。選用LM311精密、高速比較器，電 路如圖8所示，因供電為5V單電源，為給V+=V- 提供2.5V的靜態(tài)電位，取R12=R15 , R13=R14 , 4個電阻均取10 k Q。由于三角波Vp-p=2V，所 以要求音頻信號的Vp-p不能大于2V，否則會使 功放產(chǎn)生失真。前置放大器電路如圖9所示。設(shè)置前置放大

9、器，可使整個功放的增益從120連續(xù)可調(diào)，而且也保證了比較器 的比較精度。當功放輸出的最大不失真功率為 1W時，其8Q上的電壓Vp-p=8V，此時送給比較 器音頻信號的Vp-p值應(yīng)為2V，則功放的最大增益 約為4 （實際上，功放的最大不失真功率要略大 于1W，其電壓增益要略大于4）。因此必須對輸 入的音頻信號進行前置放大，其增益應(yīng)大于 5。 前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運放TLC4502， 組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。選擇同相放大 器的目的是容易實現(xiàn)輸入電阻Rj 10k Q的要求。同時，采用滿幅運放可在降低電源電壓時仍 能正常放大，取V+=Vcc/2=2.5V，要求輸入電阻 Ri 大于 10

10、k Q ，故取 R_!=R2=51k Q，則 Ri=51/2=25.5k Q,反饋電阻采用電位器 R4，取 R4=20kQ,反相端電阻R3取2.4kQ,則前置放大器的最大增益Av為+5V圖9前置放大器電路4 =1+& = 1 + 蘭“3&24調(diào)整R4使其考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值 Vomv2.5V，取 V的音頻最大幅度Vimv(Vom/Av)=2/8=250mV。超過此幅度則輸出會產(chǎn)生削波失真。驅(qū)動電路 如圖10所示。器并聯(lián)運用以獲得較大的電流輸 出，送給由晶體三極管組成的互補對稱式射極跟 隨器驅(qū)4 .220 1 1 34 + = + = RR A*增益約為8,則 整個功放的電

11、壓增益從 032可調(diào)。m=2.0V, 則要求輸入將PWM信號整形變換成互補對 稱的輸出驅(qū)動信號，用 CD40106施密特 觸發(fā) 動的輸出管，保證了快速驅(qū)動。驅(qū)動電路晶體三 極管選用2SC8050和2SA8550對管。H橋互補對稱輸出電路對VMOSFET的要求 是導(dǎo)通電阻小，開關(guān)速度快，開啟電小。因輸出 功率稍大于1W，屬小功率輸出，可選用功率相 對較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動的對管，IRFD120和IRFD9120 VMOS對管的參數(shù)能夠滿 足上述要求，故采用之。實際電路如圖11所示?；パaPWM開關(guān)驅(qū)動信號交替開啟 Q5和Q8或Qe 和Q7,分別經(jīng)兩個4階Butterworth濾波器濾波后

12、 推動喇叭工作。與門砥時I U6APWMlfcArurnj非門整陪屬動信號WtHiiruuijuinj騾勸怙寸出2圖10驅(qū)動電路+5V圖11 H橋互補對稱輸出及低通濾波電路低通濾波器本電路采用4階Butterworth低通濾波器（如圖11）。對濾波器的要求是上限 頻率20 kHz，在 通頻帶內(nèi)特性基本平坦。采用了電子工作臺 (EWB)軟件進行仿真，從而得到了一組較佳的參 數(shù)：L1=22 卩 H , L2 = 47 卩 H , C1=l.68 卩 H , C2=1 卩 H。19.95 kHz處下降 2.464 dB,可保證 20 kHz 的上限頻率，且通帶內(nèi)曲線基本平坦；100 kHz、150

13、kHz處分別下降48 dB、62 dB，完全達到要 求。四、系統(tǒng)測試及數(shù)據(jù)分析1、測試使用的儀器2、測試數(shù)據(jù)(1)最大不失真輸出功率測試數(shù)據(jù)如下表所示:/20 Hi100 H?300 HzL6 kHz3.4 kHz10 kHz20 kHz25 kHzaji8.218.228.168.10詐I7.025血1.05LQ5L06).04L031.019.770.53 通頻帶的測量測試數(shù)據(jù)如下表所示20 HzLOO Hz300 Hz1.6 kHz3.4 kHz10 kHz20 kHz25 kHjJOO mVL03 V1.08 VLOT? V0.97 V0,96 V0,2 V0.75 V0.60 V20

14、0 mV2.12 V2.14 V2J1 VL90 V1,8S V1.65 VL49 V1.1S V由表看出通頻帶BW0.7 fH 20 kHz,滿足發(fā)揮 部分的指標要求。 效率的測量測試數(shù)據(jù)如下表所示：200 mW500 mWL 000 mW畑-卩3.58 VVS.00 V68 mA147 mA278 mA59気68磅72%測量輸出功率200mW時的最低電源電壓測 量結(jié)果：Vcc=4.12 V。3、測量結(jié)果分析功放的效率和最大不失真輸出功率與理論值 還有一定差別，其原因有以下幾個方面：a. 功放部分電路存在的靜態(tài)損耗， 包括PWM調(diào) 制器、音頻前置放大電路、輸出驅(qū)動電路及 橋輸出電路。這些電路在靜態(tài)時均具有一定的功 率損耗，實測結(jié)果其 5V電源的靜態(tài)總電流約 為30 mA,即靜態(tài)功耗 P損耗=5X =1 mW。那 么這部分的損耗對總的效率影響很大， 特別對小 功率輸出時影響更大，這是影響效率提高的一個 很重要的方面。b. 功放輸出電路的損耗，這部分的損耗對效率和最大不失真輸出功率均有影響。此外，H橋的互補激勵脈沖達不到理想同步，也會產(chǎn)生功率損 耗。五、進一步改進的措施1、盡量設(shè)法減小靜態(tài)功耗盡量減小運放和比較器的靜態(tài)功耗。實測兩個 比較器(LM311)的靜態(tài)電流約為15 mA，這部 分損耗就占了靜態(tài)損耗的一半功率。 這是由于在 選擇器件時幾個方