運動控制系統(tǒng)課程設計

1、前言運動控制系統(tǒng)的任務是通過控制電機電壓、電流、頻率等輸入量，來改變工作機械的轉矩、速度、位移等機械量，使各種工作機械按人們期望的要求運行，以滿足生產工藝及其他應用的需要。工業(yè)生產和科學的發(fā)展，對運動控制系統(tǒng)提出新的更為復雜的要求，同事也為研制和生產各類型新型控制系統(tǒng)提供了可能。現(xiàn)代控制技術以各類電動機為控制對象，以計算機和其他電子裝置為控制手段，以電力電子裝置為弱電控制強電的紐帶，以自動控制理論和信息處理理論為理論基礎，以計算機數(shù)字仿真和計算機輔助設計（CAD）為研究和開發(fā)的工具。運動控制系統(tǒng)由電動機、功率放大與變換裝置、控制器及相應的傳感器等構成，其機構如圖電機自動控制系統(tǒng)廣泛應用于機械模

2、具，礦產冶金，石油化工，輕工紡織，軍工等與軍民企業(yè)密切相關的行業(yè)。這些行業(yè)中絕大部分生產機械都采用電動機作原動機。有效地控制電機，提高其運行性能，對國民經(jīng)濟，以及電能的合理運用都具有十分重要的現(xiàn)實意義。自從電動機發(fā)明到上個世紀90年代，直流電動機幾乎是唯一的一種能實現(xiàn)高性能拖動控制的電動機，直流電動機的定子磁場和轉子磁場相互獨立并且正交，為控制提供了便捷的方式，使得電動機具有優(yōu)良的起動，制動和調速性能。盡管近年來直流電動機不斷受到交流電動機及其它電動機的挑戰(zhàn)，但至今直流電動機仍然是大多數(shù)變速運動控制和閉環(huán)位置伺服控制首選。因為它具有良好的線性特性，優(yōu)異的控制性能，高效率等優(yōu)點。直流調速仍然是目

3、前最可靠，精度最高的調速方法。1調速的方案選擇1.1直流電動機的選擇，主回路總電阻1.2電動機供電方案的選擇目前在各種整流電路中，應用最廣泛的是三相橋式全控整流電路，其原理圖如下：習慣將其中陰極連接在一起的三個晶閘管（VT1、VT3、VT5）稱為共陰極組；陽極連接在一起的三個晶閘管（VT4、VT6、VT2）稱為共陽極組。此外，習慣上希望晶閘管按從1至6的順序導通。為此將晶閘管按圖示的順序編號，即共陰極組中與a、b、c三線電源相接的三個晶閘管分別為VT1、VT3、VT5，即共陽極組中與a、b、c三線電源相接的三個晶閘管分別為VT4、VT6、VT2。從分析可知按此編號，晶閘管的導通順序為VT1-V

4、T2-VT3-VT4-VT5-VT6。三相橋式全控整流電路大多用于直流電動機。1.3系統(tǒng)的結構選擇調速范圍和靜差率是一對相互制約的性能指標，如果既要提高調速范圍，又要降低靜差率，唯一的辦法是減少負載所引起的轉速降落nN。但是在轉速開環(huán)的直流調速系統(tǒng)中，nN=RIN/Ce是由直流電動機的參數(shù)決定的，無法改變。解決矛盾的有效途徑是采用反饋控制技術，構成轉速閉環(huán)的控制系統(tǒng)。轉速閉環(huán)控制系統(tǒng)可以減少轉速降落，降低靜差率，擴大調速范圍。但是單閉環(huán)系統(tǒng)并不能充分按照理想要求控制電流（或電磁轉矩）的動態(tài)過程。對于經(jīng)常正反轉運行的系統(tǒng)，縮短起、制動過程中，希望始終保持電流（電磁轉矩）為允許的最大值，使調速系統(tǒng)

5、以最大的加（減）速度運行。當?shù)竭_穩(wěn)態(tài)轉速時，最好使電流立即降下來，使電磁轉矩與負載轉矩相平衡，從而迅速轉入穩(wěn)態(tài)運行。實際上，由于主電路電感的作用，電流不可能突變，為了實現(xiàn)在允許的條件下的最快啟動，關鍵是要獲得一段使電流保持為最大值的Idm的恒流過程。問題是，應該在啟動過程中只有電流負反饋，沒有轉速負反饋，在達到穩(wěn)態(tài)轉速后，又希望只要轉速負反饋，不再讓電流負反饋起作用。顯然只用一個調節(jié)器顯然是不可能的，采用轉速和電流兩個調節(jié)器應該可以故采用雙閉環(huán)系統(tǒng)。1.4確定直流調速系統(tǒng)的總體結構框圖。2.1整流變壓器計算。主電路中影響整流變壓器次級電壓U2精確計算的主要因素是： U2值的大小首先要保證滿足負

6、載所要求的最大平均電壓Ud；晶閘管并非是理想的半可控開關器件，導通時有一定的管壓降UV；變壓器漏抗的存在導致晶閘管整流裝置在換相過程中產生換相壓降Ux；晶閘管裝置供電的電動機是恒速系統(tǒng)，在最大負載電流時，電機的端電壓應當為電動機的額定電壓UN和電樞電流在電樞電阻RD上壓降之和。中的UN為電動機的額定電壓，系數(shù)（1.21.5）是考慮到各種因素影響后的安全系數(shù),A由表1查的。 所以，U2=1.21.52302.34=137.6 (前系數(shù)取1.4)在忽略變壓器激磁電流的情況下，可根據(jù)變壓器的磁勢平衡方程寫出初級和次級電流的關系式為 或式中，N1和N2為變壓器初級和次級繞組的匝數(shù)，k=N1/N2為變壓

7、器的變比。 為簡化分析，令N1 =N2（即k=1），則由上式可見，對于普通電力變壓器而言，初、次級電流是有效值相等的正弦波電流。但對于整流變壓器來說，通常初、次級電流的波形并非正弦波，在大電感負載的情況下，整流電流Id是平穩(wěn)的直流電，而變壓器的次級和初級繞組中的電流都具有矩形波的形狀。欲求得各種接線形式下變壓器初、次級電流的有效值，就要根據(jù)相應接線形式下初、次級電流的波形求其有效值，從而可得 （2-2） （2-3）式中K11和K12分別為各種接線形式時變壓器初、次級電流有效值和負載電流平均值之比。 所以，I2=0.816Id=92.2A，I1=0.816Id=92.2A在計算得到變壓器次級相電

8、壓有效值U2以及相電流有效值I2后，根據(jù)變壓器本身的相數(shù)m就可計算變壓器的容量，其值為 平均計算容量式中，m1和m2為變壓器初、次級繞組的相數(shù)。所以,S2=3×137.6×92.2=38.06KVA S1=3×380×92.2=105.1KVA S=71.58KVA2.2晶閘管元件的選擇。計算每個支路中晶閘管元件實際承受的正、反向工作峰值電壓；計算每個支路中晶閘管元件實際流過的電流有效值和平均值；根據(jù)整流裝置的用途、結構、使用場合及特殊要求等確定電壓和電流的儲備系數(shù)；根據(jù)各元件的制造廠家提供的元件參數(shù)并綜合技術經(jīng)濟指標選用晶閘管元件。由理論分析可得，當可

9、控整流電路接成三相全控電路形式時，每個晶閘管所承受的正、反向電壓均為整流變壓器次級線電壓的峰值，即 式中：整流變壓器次級相電壓； 晶閘管承受的正、反向最大電壓。晶閘管額定電壓必須大于元件在電路中實際承受的最大電壓Um，考慮到電網(wǎng)電壓的波動和操作過電壓等因素，還要設置23倍的安全系數(shù)，即按下式選?。?式中系數(shù)（23）的取值應視運行條件、元件質量和對可靠性的要求而定，通常對可靠性高的裝置取值較大。不同整流電路中，晶閘管承受的最大峰值電壓Um不同，如表2-1所示。按式（8）所計算的UVN值選取相應電壓級別的晶閘管元件，所以， UVN=23×6×137.6=(674.241011.

10、36)V 取 UVN=800V 表2-1 整流元件的最大峰值電壓Um和通態(tài)平均電流的計算系數(shù)Kfb指帶有續(xù)流二極管的電路。由理論分析可知，晶閘管流過正弦半波電流的有效值IV和額定值IVV（通態(tài)平均電流）的關系當=0°時為IV=1.57IVV IV=(1.52)KfIdKb 式中計算系數(shù)。當=0°時，不同整流電路、不同負載性質的kfb值示于表2-2中。晶閘管的額定平均電流。查表2-2，系數(shù)，式中，按上式計算的晶閘管額定電流為 IVV=1.52KfbId=1.52×0.368×92.2×1.5=76.3101.8aA取100A。2.3晶閘管保護環(huán)節(jié)

11、的計算。2.3.1交流側過電壓保護；交流側過電壓保護有三種方法：采用避雷器、RC過電壓抑制電路和非性性元件。避雷器用以保護由大氣雷擊所產生的過電壓，主要用于保護變壓器。因這種過電壓能量較大，持續(xù)時間也較長，一般采用閥型避雷器。RC過電壓抑制電路通常并聯(lián)在變壓器次級（元件側），以吸收變壓器鐵心磁場釋放的能量，并把它轉換為電容器的電場能而儲存起來。串聯(lián)電阻是為了在能量轉換過程中消耗一部分能量并且抑制RC回路可能產生的振蕩。2.3.2阻容保護、壓敏電阻保護計算（1）采用阻容吸收保護C16ioSTMU22(uF) C1的耐壓電壓為U2L的1.5倍 R12.3×U22S2×Ud1Io

12、 變壓器每相平均計算容量（VA）； 變壓器次級相電壓有效值（V）； 勵磁電流百分數(shù)，當小于幾百伏安時，當伏安時，； 變壓器的短路比，當變壓器容量為101000 kVA時， ； 當Ra正常工作時電流，電壓的有效值。故取io=4 uk=6計算得C1=90.7uF 電壓u1=357.5V R1=0.75 故取電容為100uf電壓為400v電阻0.75歐（2）壓敏電阻耐壓值計算U1m2Ud10.80.9 1 為電網(wǎng)波動率去1.1故 U1m=(397.5447.1)故取電壓為500V2.3.3直流側過電壓保護整流器直流側斷開時，如出現(xiàn)直流側快速開關斷開或橋臂快速熔斷等情況，則也會在A、B之間產生過電壓，

13、如圖2-3所示。前者因變壓器儲能的釋放產生過電壓，后者則由于直流電抗器儲能的釋放產生過電壓，都可使晶閘管元件損壞。原則上直流側保護可以采取與交流側保護相同的方法，主要有阻容保護、非線性元件抑制和晶閘管泄能保護。因為直流側阻容保護會使系統(tǒng)的快速性達不到要求，且能量損耗較大，所以常采用非線性元件抑制直流側過電壓。2.3.4晶閘管兩端過電壓保護C16ioSTMU32(uF) C1的耐壓電壓為U3L的1.5倍 R12.3×U32S2×Ud1Io 變壓器每相平均計算容量（VA）； 變壓器次級相電壓有效值（V）； 勵磁電流百分數(shù)，當小于幾百伏安時，當伏安時，； 變壓器的短路比，當變壓器

14、容量為101000 kVA時， ； 當Ra正常工作時電流，電壓的有效值。故取io=4 uk=6計算得C1=15.1uf 電壓u1=875.8V R2=4.5 故取電容為20uf電壓為1000v電阻4.5歐2.3.5過電流保護變流裝置發(fā)生過電流的原因歸納起來有如下幾方面：外部短路；內部短路，；可逆系統(tǒng)中產生換流失敗和環(huán)流過大；生產機械發(fā)生過載或堵轉等。晶閘管變流裝置可能采用的過流保護措施有交流斷路器、進線電抗器、靈敏過電流繼電器、短路器、電流反饋控制電路、直流快速開關及快速熔斷器等，現(xiàn)以快速熔斷器為例作簡要說明?？焖偃蹟嗥鳎ê喎Q快熔）是一種最簡單、有效而應用最普通的過電流保護元件，其斷流時間一般

15、小于10ms。快熔的選用原則如下：快熔額定電壓不小于線路正常工作電壓的方均根值；快熔的額定電流應按它所保護的元件實際流過的電流（方均根值）來選擇，一般可按下式計算： (A)式中：電流裕度系數(shù)，?。?環(huán)境溫度系數(shù)，取； 實際流過快速熔斷器的電流有效值。 Id1.5×1.2×Id3=117.4A 取電壓為500V則Fu取120A電壓為500V2.4平波電抗器計算平波電抗器的電感量一般按低速輕載時保證電流連續(xù)的條件進行選擇，通常首選最小電流Idmin（以A為單位），再利用它計算所需的總電感量（以mH為單位），減去電樞電感既得平波電抗器應有的電感值。對于三相橋式整流電路，總電感量計

16、算公式為L=0.693U2Idmin 一般的取Idmin為電動機額定電流的5%到10%。額定電流為113A U2為137.6V 取電流為7% 則L=12.06Mh3觸發(fā)電路的選擇與校驗三相橋式全控觸發(fā)電路由3個KJ004集成塊和1個KJ041集成塊（KJ041內部是由12個二極管構成的6個或門）及部分分立元件構成，可形成六路雙脈沖，再由六個晶體管進行脈沖放大即可，分別連到VT1，VT2，VT3，VT4，VT5，VT6的門極。KJ004可控硅移項觸發(fā)電路適用于單相、三相全控橋式供電裝置中，作可控硅的雙路脈沖移相觸發(fā)。KJ004器件輸出兩路相差180度的移項脈沖，可以方便地構成全控橋式觸發(fā)器線路。

17、該電路具有輸出負載能力大，移項性好，正負半周脈沖相位均衡性好、移相范圍寬、對同步電壓要求低，有脈沖列調制輸出端等功能與特點。4控制電路設計計算4.1給定電源和給定環(huán)節(jié)的設計計算用此電路來產生過±15V電壓作為基準電壓。4. 2轉速檢測環(huán)節(jié)和電流檢測環(huán)節(jié)的設計與計算轉速檢測環(huán)境的設計轉速檢測電路主要作用是將轉速信號轉換為與轉速成正比的電壓信號，濾除交流分量，為系統(tǒng)提供滿足要求的轉速反饋信號，轉速檢測電路主要由測速發(fā)電機組成，將測速發(fā)電機與直流電動機同軸連接，測速發(fā)電機輸出端即可獲得與轉速成正比的電壓信號，經(jīng)過濾波整流之后即可作為轉速信號反饋給系統(tǒng)。其原理圖如下：電流檢測的設計電流檢測電

18、路的主要作用死獲得與主電路電流成正比的電流信號，經(jīng)過濾波整流后，由于控制系統(tǒng)中。該電路主要由電流互感器構成，將電流互感器加在主電路中，輸出端即可得到與主電路成正比的電流，從而起到電氣隔離作用電路圖如下：4.3調速系統(tǒng)的靜態(tài)參數(shù)計算雙閉環(huán)直流調速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)結構圖如下圖所示，兩個調節(jié)器均采用帶振幅作用的PI調節(jié)器。轉速調節(jié)器ASR的輸出限幅電壓Um*決定了電流的最大值，電流調節(jié)器ACR的輸出幅值電壓Ucm限制了電力電子變換器的最大輸出電壓Udm，下圖中用限幅的輸出特性表示PI調節(jié)器的作用。當調節(jié)器飽和時，輸出達到限幅值，輸入量的變化不再影響輸出，除非有反響的輸入信號使調節(jié)器退出飽和。當調節(jié)器不飽和時

19、，PI調節(jié)器工作在線性調節(jié)狀態(tài)，其作用是使輸入偏差電壓U在穩(wěn)態(tài)時為零。為了實現(xiàn)電流的實時控制和快速跟隨，希望電流調節(jié)器不要進入飽和狀態(tài)，因此，對于靜態(tài)特性來說，只有轉速調節(jié)器飽和和不飽和兩種情況。（1） 轉速調節(jié)器不飽和這時，兩個調節(jié)器都不飽和，穩(wěn)態(tài)時，它們的輸入偏差電壓都為零。因此 Un*=Un=n=n0 Ui*=Ui=Id式中 分別為轉速和電流反饋系數(shù)。由第一個公式可知n=Un*=n0從而得到右圖中所示的靜特性的AB段。 與此同時，由于ASR不飽和，Ui*<Uim*,從上述第二個關系式可知：Id<Idm,。這就是說，AB段的靜特性從理想空載狀態(tài)的Id=0一直延續(xù)到Id=Idm，

20、從而Idm一般都是大于額定電流Idn的這就是靜特性運行段，它是水平特性。（2） 轉速調節(jié)器飽和 ASR輸出達到限幅值Uim*時，轉速外環(huán)呈開環(huán)狀態(tài)，轉速的變化對轉速環(huán)不再產生影響，雙閉環(huán)系統(tǒng)變成一個電流無靜差的單電流閉環(huán)調節(jié)系統(tǒng)。穩(wěn)態(tài)時 Id=Uim*=Idm 式中，最大電流Idm是由設計者選定，取決于電動機的容許過載能力和系統(tǒng)要求的最大加速度。上式所描述的靜特性是上圖中的BC段，它是垂直的特性。這樣的下垂特性只適合n<n0的情況，因為如果n>n0，則Un>Un*，ASR將退出飽和狀態(tài)。 雙閉環(huán)直流調速系統(tǒng)的靜特性在負載電流小于Idm時表現(xiàn)為轉速無靜差，這時，轉速負反饋起主要

21、作用。當負載電流達到Idm時，對應與轉速調節(jié)器為飽和輸出Uim*，這時，電流調節(jié)器起主要調節(jié)作用，系統(tǒng)表現(xiàn)為電流無靜差，起到過電流的自動保護作用。這就是采用兩個PI調節(jié)器分別形成內、外兩個閉環(huán)的效果。 上圖也反映了ASR調節(jié)器退飽和的條件當ASR調節(jié)器處于飽和狀態(tài)時，Id=Idm，若負載電流減小Idl<Idm，使轉速上升，n>n0，n<0，ASR反向積分，從而使ASR調節(jié)器退出飽和，又回到線性調節(jié)狀態(tài)，使系統(tǒng)回到靜特性的AB段。各變量的穩(wěn)態(tài)工作點和穩(wěn)態(tài)參數(shù)計算：當都不飽和時Un*=Un=n=n0=10.15V Ui*=Ui=Id=IdL=3.995V Uc=Ud0Ks=Cen

22、+IdRKs=CeUn*+IdLRKs=8.91V 上述關系式表明，在穩(wěn)態(tài)工作點上，轉速n是由給定電壓Un*決定的，ASR的輸出量Ui*是由負載電流IdL決定的，而控制電壓Uc的大小則同時取決于n和Id。這些關系反映了PI調節(jié)器不同于P調節(jié)器的特點。它最終將使控制對象的輸出達到其給定值，使PI調節(jié)器的輸入誤差信號為零，否則PI調節(jié)器仍繼續(xù)積分，并未達到穩(wěn)態(tài)。雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)參數(shù)計算： 轉速反饋系數(shù) =Unm*nmax=0.007 電流反饋系數(shù) =Uim*Idm=0.0355雙閉環(huán)直流調速系統(tǒng)的動態(tài)設計為了實現(xiàn)轉速和電流兩種負反饋分別起作用,在系統(tǒng)中設置了兩個調節(jié)器,分別調節(jié)轉速和電流,二者

23、之間實行串級連接.把轉速調節(jié)器的輸出當作電流調節(jié)器的輸入,再用電流調節(jié)器的輸出去控制晶閘管整流器的觸發(fā)裝置。從閉環(huán)結構上看，電流調節(jié)環(huán)在里面，叫做內環(huán)；轉速調節(jié)環(huán)在外面，叫做外環(huán)。這樣就形成了轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)。為了獲得良好的動、靜態(tài)性能，雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的兩個調節(jié)器一般都采用PI調節(jié)器，轉速調節(jié)器ASR的輸出限幅電壓是Unmax，它決定了電流調節(jié)器給定電壓的最大值；電流調節(jié)器ACR的輸出限幅電壓是Uimax，它限制了晶閘管整流器輸出電壓的最大值。雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的動態(tài)結構圖雙閉環(huán)調速系統(tǒng)起動過程的電流和轉速波形是接近理想快速起動過程波形的。按照轉速調節(jié)器在起動過程中的飽和與不飽和狀況，可將

24、起動過程分為三個階段，即電流上升階段；恒流升速階段；轉速調節(jié)階段。整個起動過程分為三個階段：第I階段是電流上升階段。第II階段是恒流升速階段。第III階段是轉速調節(jié)階段。有啟動三個階段所示，雙閉環(huán)調速系統(tǒng)有如下三個特點：1）飽和非線性控制：隨著ASR的飽和和不飽和，整個系統(tǒng)處于完全不同的兩個狀態(tài)。當ASR飽和時，轉速環(huán)開環(huán)。系統(tǒng)表現(xiàn)為恒流電流調節(jié)的單閉環(huán)系統(tǒng)，當ASR不飽和時，轉速閉環(huán)，整個系統(tǒng)是一個無靜差調速系統(tǒng)，而電流內環(huán)則表現(xiàn)為電流隨動系統(tǒng)。 2）準時間控制：啟動過程中主要階段實第II階段，即恒流升速階段。這個階段屬于電流受限制的條件下的最短時間控制，或稱時間最優(yōu)控制。 3）轉速超調：由

25、于采用了飽和非線性控制,啟動過程結束進入第III階段即轉速調節(jié)階段后,必須使轉速調節(jié)器退出飽和狀態(tài)。按照PI調節(jié)器的特性，只有使轉速超調，ASR的輸入偏差電壓Un為負值，才能使ASR退出飽和。轉速調節(jié)器和電流調節(jié)器在雙閉環(huán)調速系統(tǒng)中的作用，可以歸納為1轉速調節(jié)器的作用：1）使轉速n跟隨給定電壓Um*變化，穩(wěn)態(tài)無靜差；2）對付在變化起抗擾作用；3）其輸出限幅決定允許的最大電流。2電流調節(jié)器的作用：1）對電網(wǎng)電壓波動起及時抗擾作用；2）起動時保證獲得允許的最大電流；3）在轉速調節(jié)過程中，使電流跟隨起給定電壓Um*變化；4）當電動機過載甚至于堵轉時，限制電樞電流的最大值，從而起到快速的安全保護最用。

26、如果故障消失，系統(tǒng)能夠自動恢復正常。零速封鎖器的作用是當調速系統(tǒng)處于靜車狀態(tài)，即速度給定電壓為零，同時轉速也確為零時，封鎖調節(jié)系統(tǒng)中的所有調節(jié)器，以避免靜車時各放大器零漂引起可控硅整流電路有輸出使電機爬行的不正?，F(xiàn)象。零速封鎖器（1）當1端和2端的輸入電壓的絕對值都小于0.07 V左右時，則3端的輸出電壓應為0V；（2）當1端和2端的輸入電壓絕對值或者其中之一或者二者都大于0.2V時，其3端的輸出電壓應為15V；（3）當3端的輸出電壓已為15V，后因1端和2端的電壓絕對值都小于0.07V，使3端電壓由15V變?yōu)?V時，需要有100毫秒的延時。3端為OV時輸入到各調節(jié)器反饋網(wǎng)絡中的場效應管，使其

27、導通，調節(jié)器反饋網(wǎng)絡短路而被封鎖，3端為15V時輸入到上述場效應管使其夾斷，而解除封鎖。5.1電流調節(jié)器的設計如雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的動態(tài)結構圖，其中，反電動勢與電流反饋的作用相互交叉，這給設計者帶來麻煩。實際上，反電動勢與轉速成正比，它代表轉速對電流環(huán)的影響。實際上系統(tǒng)電磁時間常數(shù)TL一般遠小于機電時間常數(shù)Tm，因而電流的調節(jié)過程往往比轉速的變化過程快得多，也就是說，比反電動勢E的變化快得多。反電動勢對電流環(huán)來說只是一個變化緩慢的擾動作用，在電流調節(jié)器的調節(jié)過程中可以近似的認為E不變，即E=0。這樣，在設計電流環(huán)時，可以暫不考慮反電動勢變化的動態(tài)作用，而將電動勢反饋作用斷開，從而得到忽略電動勢影響

28、的電流環(huán)近似結構圖。如下圖a 忽略反電動勢對電流的作用近似條件是ci31TmTl=163.6式中 ci電流環(huán)開環(huán)頻率特性的截止頻率。如果把給定濾波和反饋濾波同時等效地移到環(huán)內前向通道上，再把給定信號改成Ui（s）*，則電流環(huán)便等效成單位負反饋系統(tǒng)如圖b ，從這里可以看出兩個濾波時間常數(shù)取值相同的方便之處。由于Ts和Toi一般都比Tl小的多，可以當作小慣性群而近似地看作是一個慣性環(huán)節(jié)，其時間常數(shù)為Ti=Ts+Toi=0.0037s則電流環(huán)結構圖最終簡化成圖c ，根據(jù)公式c13T2T1得ci131TsToi=184.2 在設計電流調節(jié)器時，首先考慮應把電流環(huán)節(jié)校正成哪一種典型系統(tǒng)。從穩(wěn)態(tài)要求上看，

29、希望電流無靜差，以得到理想的堵轉特性，由圖c可以看出，采用系統(tǒng)就夠了。再從動態(tài)要求上看，實際系統(tǒng)不允許電樞電流在突加控制作用時有太大的超調，以保證電流在動態(tài)過程中不超過允許值，而對電網(wǎng)電壓波動的及時抗干擾作用只是次要的因素，為此，電流環(huán)應以跟隨性能為主，即應選擇典型I型系統(tǒng)。 如圖c所示，電流環(huán)的控制對象是兩個時間常數(shù)大小相差較大的雙慣性型的控制對象，如果采用PI型電流調節(jié)器，其傳遞函數(shù)可以寫成WACR=Ki(is+1) is=1.05(0.0185S+1)0.0185S式中Ki-電流調節(jié)器的比例系數(shù) i電流調節(jié)器的超前時間常數(shù)為0.0185s開環(huán)傳遞函數(shù)Wopis=Ki(is+1) isKs

30、RTls+1TIS+1為了讓調節(jié)器零點對消掉控制對象的大時間常數(shù)極點，選擇=TL, 則電流環(huán)的動態(tài)結構圖可以化簡為圖超調量i5%，由表可以查=0.707，KITi=0.5，則KI=ci=12Ti Ts=0.0017s Toi=0.002s 再根據(jù)KI=KiKsiR=KiKsTlR=135.1 得到Ki=TlR2KsTi=1.05如果實際系統(tǒng)要求的跟隨性能指標不同，上面兩式當然應作相應的改變。此外如果電流環(huán)的抗干擾性能也具體的要求，還得再校驗一下抗干擾性能是否滿足。給定濾波和反饋率比的模擬式PI型電流調節(jié)器如右圖所示。圖中Ui*為電流給定電壓，-Id為電流負反饋電壓，調節(jié)器的輸出就是電力電子變換

31、器的控制電壓Uc。根據(jù)運算放大器的電路原理可以容易導出Ki=RiR0 i=RiCi TOi=14R0C0I計算電容和電阻：取運算放大器的Ro=40k則 Ri=42k Ci=440uF Coi=0.2uF可以得到閉環(huán)的傳遞函數(shù)Wclis=Id (s)Ui*=KIs(Tis)1+KIs(Tis)=1TiS2KI+1KIS+1 忽略高次項 Wclis可降階近似為Wclis=11KIS+1=10.0074S+1 同樣得到cn13KITi=63.7 cn轉速開環(huán)頻率特性的截止頻率。因此電流環(huán)在轉速環(huán)中應等效為Id（s）Ui（s）*=Wclis11KIs+1=28.560.0074s+15.2轉速調節(jié)器的設計用電流環(huán)的等效環(huán)節(jié)代替電流閉環(huán)后，整個轉速調節(jié)系統(tǒng)的動態(tài)結構如圖和電流環(huán)中一樣，把轉速給定濾波和反饋濾波同時等效的移動到環(huán)內向前通道上，并將給定信號改成Un*，再把時間常數(shù)為1KI和Ton的兩個小慣性環(huán)節(jié)合并起來，近似成一個時間常數(shù)為Tn的慣性環(huán)節(jié)其中Tn=1KI+Ton則轉速環(huán)如圖b 為了實現(xiàn)轉速無靜差，在負載抗干擾作用點前面必須有一個積分環(huán)節(jié)，它應該包含在ASR中，由于在擾動作用點后面已經(jīng)有一個積分環(huán)節(jié)，因此轉速開環(huán)傳遞函數(shù)應該共有兩個