同步整流電路分析（精編版）

1、同步整流電路分析一、傳統(tǒng)二極管整流電路面臨的問(wèn)題近年來(lái)，電子技術(shù)的發(fā)展，使得電路的工作電壓越來(lái)越低、電流越來(lái)越大。低電壓工作有利于降低電路的整體功率消耗，但也給電源設(shè)計(jì)提出了新的難題。開關(guān)電源的損耗主要由3 部分組成：功率開關(guān)管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端整流管的損耗。 在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴?fù)二極管（frd）或超快恢復(fù)二極管（srd）可達(dá) 1.0 1.2v ，即使采用低壓降的肖特基二極管（sbd），也會(huì)產(chǎn)生大約0.6v 的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗增大， 電源效率降低。舉例說(shuō)明，目前筆記本電腦普遍采用3.3v 甚至 1.8v

2、或 1.5v 的供電電壓，所消耗的電流可達(dá) 20a。此時(shí)超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過(guò)電源輸出功率的50。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會(huì)達(dá)到（18 40） po，占電源總損耗的60以上。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無(wú)法滿足實(shí)現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體積的需要，成為制約dc dc變換器提高效率的瓶頸。二、同步整流的基本電路結(jié)構(gòu)同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用功率mosfe，t 來(lái)取代整流二極管以降低整流損耗的一項(xiàng)新技術(shù)。它能大大提高dc dc變換器的效率并且不存在由肖特基勢(shì)壘電壓而造成的死區(qū)電壓。功率mosfet屬于電壓控制型器件，它在導(dǎo)通時(shí)的伏安特性呈線性關(guān)系。用功

3、率 mosfet做整流器時(shí)，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。1、基本的變壓器抽頭方式雙端自激、隔離式降壓同步整流電路2、單端自激、隔離式降壓同步整流電路圖 1 單端降壓式同步整流器的基本原理圖基本原理如圖1 所示， v1 及 v2 為功率 mosfe，t 在次級(jí)電壓的正半周，v1 導(dǎo)通， v2 關(guān)斷， v1 起整流作用；在次級(jí)電壓的負(fù)半周，v1 關(guān)斷， v2 導(dǎo)通， v2 起到續(xù)流作用。同步整流電路的功率損耗主要包括v1 及 v2 的導(dǎo)通損耗及柵極驅(qū)動(dòng)損耗。當(dāng)開關(guān)頻率低于1mhz時(shí)， 導(dǎo)通損耗占主導(dǎo)地位；開關(guān)頻率高于1mhz時(shí)，以柵極驅(qū)動(dòng)損耗為主。

4、3、半橋他激、倍流式同步整流電路圖 2 單端降壓式同步整流器的基本原理圖該電路的基本特點(diǎn)是：1） 變壓器副邊只需一個(gè)繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結(jié)構(gòu)的一半，所以損耗在副邊的功率相對(duì)較??；2） 輸出有兩個(gè)濾波電感，兩個(gè)濾波電感上的電流相加后得到輸出負(fù)載電流，而這兩個(gè)電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以，最終得到了很小的輸出電流紋波；3） 流過(guò)每個(gè)濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了；4） 較少的大電流連接線（high current inter-connection），在倍流整流拓?fù)渲校?它的副邊大電流連接線只有

5、2 路，而在中間抽頭的拓?fù)渲杏? 路；5） 動(dòng)態(tài)響應(yīng)很好。它唯一的缺點(diǎn)就是需要兩個(gè)輸出濾波電感，在體積上相對(duì)要大些。但是，有一種叫集 成磁（ integrated magnetic）的方法，可以將它的兩個(gè)輸出濾波電感和變壓器都集成到同一個(gè)磁芯內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。三、電路實(shí)例分析16.5w 同步整流式dc dc電源變換器的設(shè)計(jì)下面介紹一種正激、隔離式16.5wdcdc電源變換器，它采用dpaswitch系列單片 開關(guān)式穩(wěn)壓器dpa424r，直流輸入電壓范圍是36 75v，輸出電壓為3.3v ，輸出電流為5a，輸出功率為16.5w。采用 400khz 同步整流技術(shù)，大大降低了整流器

6、的損耗。當(dāng)直流輸入電壓為 48v 時(shí)，電源效率=87。變換器具有完善的保護(hù)功能，包括過(guò)電壓欠電壓保護(hù)， 輸出過(guò)載保護(hù)， 開環(huán)故障檢測(cè)，過(guò)熱保護(hù)，自動(dòng)重啟動(dòng)功能、能限制峰值電流和峰值電壓以避免輸出過(guò)沖。由 dpa424r構(gòu)成的 16.5w 同步整流式dc dc電源變換器的電路如圖6 所示。與分立元器件構(gòu)成的電源變換器相比，可大大簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì)。由c1、l1 和 c2 構(gòu)成輸入端的電磁干擾（emi）濾波器， 可濾除由電網(wǎng)引入的電磁干擾。r1 用來(lái)設(shè)定欠電壓值 （ uuv）及過(guò)電壓值 （uov），取 r1=619k 時(shí)， uuv=619k× 50a 2.35v=33.3v ，uov=619k

7、× 135a 2.5v=86.0v 。當(dāng)輸入電壓過(guò)高時(shí)r1 還能線性地減小最大占空比，防止磁飽和。r3 為極限電流設(shè)定電阻，取r3=11.1k 時(shí)，所設(shè)定的漏極極限電流i limit=0.6 i limit=0.6 ×2.50a=1.5a。 電路中的穩(wěn)壓管vdz1（smbj150）對(duì)漏極電壓起箝位作用，能確保高頻變壓器磁復(fù)位。圖 6 16.5w 同步整流式dc dc電源變換器的電路該電源采用漏源通態(tài)電阻極低的si4800 型功率 mosfet做整流管，其最大漏源電 壓 uds(max)=30v，最大柵源電壓ugs(max)=±20v，最大漏極電流為9a（25）或7

8、a（70），峰值漏極電流可達(dá)40a，最大功耗為2.5w（ 25）或 1.6w（ 70）。si4800 的導(dǎo)通時(shí)間t on=13ns（包含導(dǎo)通延遲時(shí)間t d(on) =6ns，上升時(shí)間t r=7ns），關(guān)斷時(shí)間t off=34ns （包含關(guān)斷延遲時(shí)間 t d(off) =23ns，下降時(shí)間t f=11ns），跨導(dǎo) gfs=19s。工作溫度范圍是55 150。 si4800 內(nèi)部有一只續(xù)流二極管vd，反極性地并聯(lián)在漏源極之間（負(fù)極接d，正極接 s），能對(duì) mosfet 功率管起到保護(hù)作用。vd的反向恢復(fù)時(shí)間t rr =25ns。功率 mosfet與雙極型晶體管不同，它的柵極電容cgs較大，在導(dǎo)通之

9、前首先要對(duì)cgs進(jìn)行充電，僅當(dāng)cgs上的電壓超過(guò)柵源開啟電壓ugs(th) 時(shí)， mosfet才開始導(dǎo)通。對(duì)si4800而言， ugs(th) 0.8v。為了保證mosfet導(dǎo)通，用來(lái)對(duì)cgs充電的 ugs要比額定值高一些，而且 等效柵極電容也比cgs高出許多倍。si4800 的柵源電壓（ugs）與總柵極電荷（qg）的關(guān)系曲線如圖7 所示。由圖7 可知qg=qgs qgd qod（ 1）式中： qgs為柵源極電荷；qgd為柵漏極電荷，亦稱米勒（miller）電容上的電荷；qod為米勒電容充滿后的過(guò)充電荷。圖 7 si4800的 ugs與 qg的關(guān)系曲線當(dāng) ugs=5v 時(shí)， qgs=2.7nc

10、 ，qgd=5nc， qod=4.1nc ，代入式（ 1）中不難算出，總柵極電荷qg=11.8nc 。等效柵極電容cei 等于總柵極電荷除以柵源電壓，即cei =qg ugs（ 2）將 qg=11.8nc 及 ugs=5v 代入式（ 2）中，可計(jì)算出等效柵極電容cei =2.36nf 。需要指出，等效柵極電容遠(yuǎn)大于實(shí)際的柵極電容（即cei>>cgs），因此，應(yīng)按cei 來(lái)計(jì)算在規(guī)定時(shí)間內(nèi)導(dǎo) 通所需要的柵極峰值驅(qū)動(dòng)電流i g（ pk）。i g（ pk） 等于總柵極電荷除以導(dǎo)通時(shí)間，即i g=qg t on（ 3）將 qg=11.8nc ， t on=13ns 代入式（ 3）中，可計(jì)算

11、出導(dǎo)通時(shí)所需的i g(pk)=0.91a 。同步整流管v2 由次級(jí)電壓來(lái)驅(qū)動(dòng)，r2 為 v2 的柵極負(fù)載。同步續(xù)流管v1 直接由高頻變壓器的復(fù)位電壓來(lái)驅(qū)動(dòng)，并且僅在 v2 截止時(shí) v1 才工作。 當(dāng)肖特基二極管vd2 截止時(shí)， 有一部分能量存儲(chǔ)在共模扼流圈l2 上。當(dāng)高頻變壓器完成復(fù)位時(shí)，vd2 續(xù)流導(dǎo)通， l2 中的電能就通過(guò) vd2 繼續(xù)給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經(jīng)過(guò)vd1 和 c4 整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。c5 為控制端的旁路電容。上電啟動(dòng)和自動(dòng)重啟動(dòng)的時(shí)間由c6 決定。輸出電壓經(jīng)過(guò) r10 和 r11 分壓后，與可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器 lm431中

12、的 2.50v 基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較， 產(chǎn)生誤差電壓， 再通過(guò)光耦合器 pc357去控制 dpa424r的占空比， 對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。 r7、vd3 和 c3 構(gòu)成軟啟動(dòng)電路，可避免在剛接通電源時(shí)輸出電壓發(fā)生過(guò)沖現(xiàn)象。剛上電時(shí)，由于c3 兩端的電壓不能突變，使得lm431 不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升高并通過(guò) r7 給 c3 充電， c3 上的電壓不斷升高，lm431才轉(zhuǎn)入正常工作狀態(tài)。在軟啟動(dòng)過(guò)程中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達(dá)到3.3v 的穩(wěn)定值。四、用于同步整流的功率mosfet最新進(jìn)展為滿足高頻、大容量同步整流電路的需要，近年來(lái)一些專用功率mosfet不斷問(wèn)世，典型產(chǎn)品有fairc

13、hild公司生產(chǎn)的nds8410型 n 溝道功率mosfe，t 其通態(tài)電阻為0.015 。 philips公司生產(chǎn)的si4800 型功率 mosfet是采用 trenchmostm技術(shù)制成的，其通、斷狀態(tài)可用邏輯電平來(lái)控制， 漏源極通態(tài)電阻僅為0.0155 。ir 公司生產(chǎn)的irl3102（ 20v61a）、 irl2203s（30v 116a）、 irl3803s（30v 100a）型功率mosfe，t 它們的通態(tài)電阻分別為0.013 、0.007 和 0.006 ，在通過(guò)20a 電流時(shí)的導(dǎo)通壓降還不到0.3v 。這些專用功率mosfet的輸入阻抗高，開關(guān)時(shí)間短，現(xiàn)已成為設(shè)計(jì)低電壓、大電流功率變換器的首選整流器件。最近，國(guó)外ic 廠家還開發(fā)出同步整流集成電路（sric）。例如， ir 公司最近推出的ir1176 就是一種專門用于驅(qū)動(dòng)n 溝道功率mosfet的高速 cmos控制器。 ir1176 可不依賴于初級(jí)側(cè)拓?fù)涠鴨为?dú)運(yùn)行，并且不需要增加有源箝位（activeclamp ）、柵極驅(qū)動(dòng)補(bǔ)償?shù)葟?fù)雜電路。 ir1176 適用于輸出電壓在5v 以下的大電流dc dc變換器中的同步整流器，能大大簡(jiǎn)化并改善寬帶網(wǎng)服務(wù)器中隔離式dc dc變換器的設(shè)計(jì)。ir1176 配上 irf7822 型