電容負載穩(wěn)定性輸出引腳補償 之三

1、電容負載穩(wěn)定性：輸出引腳補償 之三時間：2013-01-31 20:24:43 來源： 作者：我們在圖 9.38 中在 INA152 的等效 Zo 模型中添加 CL(CL=10nF)。圖 9.38：用于分析 fp2 的 TINA 電路從圖 9.39 我們可以看出模擬結(jié)果中 fp2 位于 11.01kHz，其非常接近我們預(yù)測的 10.98kHz，因此可以繼續(xù)分析。圖 9.39：Zo 與 CL="10nF" 時的 fp2 圖圖 9.40：CL=10nF 時，Aol 修正曲線的 TINA 電路圖現(xiàn)在我們可以對 CL="10nF" 的實際 INA152 進行 T

2、INA 模擬，并使用圖 9.40 的電路將其與預(yù)測響應(yīng)進行對比。圖 9.41 的 TINA 模擬結(jié)果顯示了 INA152 運算放大器原始 Aol 在 3.4Hz (fp1) 時造成的低頻極點以及 Zo 與 CL="10nF" 在 fp2=11.02kHz 時產(chǎn)生的第二個極點。請記住，我們曾經(jīng)根據(jù)一階分析預(yù)測fp2=10.9kHz，并根據(jù) CL="10nF" 的等效 Zo 模型預(yù)測 fp2=11.01kHz。圖 9.41：CL=10nF 的 Aol 修正曲線的TINA 圖我們在圖 9.42 中確定用于 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。此方法

3、的圖形與適用于雙極性發(fā)射極跟隨器運算放大器的輸出引腳補償方法的圖形非常類似。我們首先利用由 Zo 與 CL 造成的極點 fp2 修正運算放大器的最初 Aol 曲線（見圖 9.41）。一旦創(chuàng)建了該曲線（修正 Aol，CL=10nF），我們就可以繪制從 CL="10nF" 的Aol 修正曲線與 0dB 交叉點開始的第二條曲線（最終修正 Aol）。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率畫到比 CL="10nF" 的Aol修正曲線的 0dB 交點低一個十倍頻程的點(100kHz)。我們在 fzc1 極點將斜率修改為每十倍頻程為 40dB。我們在 fpc

4、2 極點與原始 INA152 Aol 曲線相交。通過使極點和零點相互保持在一個十倍頻程內(nèi)以保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度，這樣上述建議的最終 Aol 修正曲線符合我們所有經(jīng)驗標準。另外，我們建議的最終Aol曲線修正還滿足在 fcl 極點閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩(wěn)定性標準。圖 9.43 詳細說明基于 Zo 及 Slide 47 的預(yù)期最終Aol修正曲線的公式。此外，我們注意到在CCO 短路時由于 RCO 與 CL 相交造成的另一個高頻極點。 圖 9.43：輸出引腳補償公式：CMOS RRO我們在圖 9.44 中建立一個 TINA Spice 電路，用于

5、證明可以預(yù)測 Zo、CCO、RCO 及 CL對 Aol 曲線所產(chǎn)生的影響的公式。圖9.44：預(yù)測 Zo、CCO、RCO與CL 造成的Aol修正影響的 TINA 電路圖 9.45：Zo、CCO、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影響我們從圖 9.45 可以看出模擬結(jié)果，用于檢查針對 Zo、CCO、RCO 與 CL的 Aol 修正公式。預(yù)測的 fpc2=1kHz，實際 fpc2=1.23kHz；預(yù)測的 fzc2=10kHz，實際 fzc2=10.25kHz；預(yù)測的fpc3=106kHz，實際 fpc3=105.80kHz。根據(jù)我們的等效 Zo 模型，我們的預(yù)測非常接近模擬結(jié)果。根據(jù)圖 9.43

6、的分析及相關(guān)模擬證明，我們可以創(chuàng)建如圖 9.46 所示的最終 Aol 修正預(yù)測。最終閉環(huán)響應(yīng) Vout/Vin 預(yù)計為平直曲線，直到環(huán)路增益在 fcl 位置達到零點，此時預(yù)計其遵循所示的Aol修正曲線。圖 9.46：最終Aol 修正預(yù)測圖 9.47 為采用最終輸出引腳補償?shù)?AC 穩(wěn)定性測試電路。最終可以產(chǎn)生由于輸出引腳補償與CL造成的Aol 修正曲線。圖 9.47：AC 穩(wěn)定性電路：輸出引腳補償圖 9.48 說明采用輸出引腳補償方法的最終Aol 修正結(jié)果，其符合圖 9.46 所示的一階預(yù)測。 圖 9.48：AC 穩(wěn)定性圖：輸出引腳補償我們將采用圖 9.49 的電路進行基于最終輸出引

7、腳補償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試。 圖 9.49：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：輸出引腳補償圖 9.50 的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果證明我們確實已經(jīng)正確地為用于 CMOS RRO 差動放大器的輸出引腳補償方法選擇了合理的補償值。圖 9.50：瞬態(tài)穩(wěn)定性結(jié)果：輸出引腳補償圖 9.51 的 TINA 電路使我們能夠確定圖 9.46 中的預(yù)測 Vout/Vin轉(zhuǎn)移函數(shù)是否正確。 圖 9.51：Vout/Vin AC 響應(yīng)電路：輸出引腳補償我們可以從圖 9.52 看出針對由輸出引腳補償方法補償之后的 INA152 電路的 Vout/Vin AC 閉環(huán)響應(yīng)。圖 9.46 的對比說明我們的預(yù)測響應(yīng)符合模擬結(jié)果，閉環(huán)

8、響應(yīng)圖從稍高于 35kHz 之處開始傾斜。 圖 9.52：Vout/Vin AC 響應(yīng)：輸出引腳補償我們在圖 9.53 中返回到最初的 CMOS RRO 應(yīng)用并在 INA152 中增加輸出引腳補償，另外關(guān)閉整個環(huán)路，以便利用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試來檢查穩(wěn)定性。圖9.53：可編程電源：輸出引腳補償圖 9.54 表明，通過利用輸出引腳補償方法消除 INA152 輸出的電容負載不穩(wěn)定性，我們可以實現(xiàn)穩(wěn)定的可編程電源。  圖9.54：可編程電源：基于輸出引腳補償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試鉭電容器簡介在電容器值超過約 1uF 情況下，往往采用鉭電容器，因為其具有較高的電容值及相對較小的尺寸。鉭電容器并非純粹的電容。它們還具有 ESR 或電阻元件及較