第4章LTE關(guān)鍵技術(shù)

1、第4章 LTELTE關(guān)鍵技術(shù)4.1 LTE雙工方式雙工方式4.2 LTE多址技術(shù)多址技術(shù)4.3 MIMO技術(shù)技術(shù)4.4 調(diào)制技術(shù)調(diào)制技術(shù)4.5 信道編碼技術(shù)信道編碼技術(shù)4.6 小區(qū)間干擾抑制技術(shù)小區(qū)間干擾抑制技術(shù)4.7 多媒體廣播和多播（多媒體廣播和多播（MBMS）業(yè)務(wù)）業(yè)務(wù)4.1 LTE4.1 LTE雙工方式雙工方式FDD、TDD、H-FDD雙工方式的原理如圖4-1所示。4.1.1 FDDFDD雙工方式指的是蜂窩系統(tǒng)中上行和下行信號分別在兩個頻帶上發(fā)送，上、下行頻帶間留有一定的頻段保護間隔，避免上、下行信號間的干擾。4.1.2 TDD4.1.2 TDDTDD雙工方式中，發(fā)送和接收信號在相同的

2、頻帶內(nèi)，上、下行信號通過在時間軸上不同的時間段內(nèi)發(fā)送進行區(qū)分。TDD雙工方式信號可以在非成對頻段內(nèi)發(fā)送，不需要像FDD雙工方式所需的成對頻段，具有配置靈活的特點。4.1.3 H-FDD在LTE中采用H-FDD方式主要基于以下幾點考慮（1）從頻段配置角度看，在不同的國家和地區(qū)，有許多的零散頻段（有可能重用GSM頻段）。（2）H-FDD對終端的收/發(fā)雙工器的要求不如FDD嚴(yán)格，采用H-FDD的終端價格比較低廉。（3）對于某些業(yè)務(wù)，傳輸數(shù)據(jù)的速率要求比較低，應(yīng)用H-FDD方式接收和發(fā)送數(shù)據(jù)的終端，可以減少功率消耗，延長電池的使用時間。4.1.3 H-FDDH-FDD雙工方式需要eNode B（LTE

3、基站）調(diào)度器靈活地調(diào)度每個UE的上行發(fā)送和下行接收，但公共信道、控制信道和物理過程的時序仍然會受到影響。需要考慮的問題包括以下幾方面。（1）PDCCH信道的接收。（2）HARQ時序。（3）對主廣播信道（PBCH）產(chǎn)生了影響。（4）對物理隨機接入信道（PRACH）產(chǎn)生了影響。（5）收發(fā)轉(zhuǎn)換間隔。4.2 LTE多址技術(shù) 4.2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)1OFDM技術(shù)基本原理技術(shù)基本原理頻分復(fù)用/頻分多址（FDM/FDMA）技術(shù)其實是一種傳統(tǒng)的技術(shù)，將較寬的頻帶分成若干較窄的子帶（子載波）進行并行發(fā)送是最樸素的實現(xiàn)寬帶傳輸?shù)姆椒?。但是為了避免各子載波之間的干擾，不得不在相鄰的子載波之間保留較大的

4、間隔，如圖4-2所示，這大大降低了頻譜效率。4.2.1 4.2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)如圖4-3所示，部分重疊的子載波排列可以大大提高頻譜效率，因為相同的帶寬內(nèi)可以容納更多的子載波。4.2.1 4.2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)OFDM發(fā)射機和接收機結(jié)構(gòu)見圖4-4。4 4.2.1 .2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)信號在發(fā)射機中的變化過程如圖4-5所示。4.2.1 4.2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)2OFDM技術(shù)的優(yōu)勢技術(shù)的優(yōu)勢（1）頻譜效率高由于FFT處理使各子載波可以部分重疊，理論上可以接近Nyquist極限。（2）帶寬擴展性強由于OFDM系統(tǒng)的信號帶寬取決于使用的子載波的數(shù)量，

5、因此OFDM系統(tǒng)具有很好的帶寬擴展性。（3）抗多徑衰落由于信道頻率選擇性，單載波傳輸會受到多徑干擾的影響。（4）頻域調(diào)度和自適應(yīng)OFDM子載波可以按兩種方式組合成子信道：集中式（Localized）和分布式（Distributed），如圖4-6所示。4.2.1 4.2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)終端高速移動此時信道質(zhì)量指示（CQI）反饋跟不上信道的變化速度或信干噪比（SINR）很低時，無法進行有效的頻域調(diào)度。此時更適合采用分布式OFDMA系統(tǒng)，即將分配給一個子信道的子載波分散到整個帶寬，各子信道的子載波交替排列，從而可以獲得和CDMA系統(tǒng)相似的頻率分集增益，如圖4-7所示。4.2.1 4.2

6、.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)在圖4-8中，系統(tǒng)被分為三個頻帶，根據(jù)三個頻帶各自的平均SINR，可分別采用MCS 2、MCS 3和MCS 1，這樣就可以更好地適應(yīng)信道的頻率選擇性，獲得更佳的AMC性能。4.2.1 4.2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)（5）實現(xiàn)MIMO技術(shù)較簡單MIMO技術(shù)的關(guān)鍵是有效避免天線之間的干擾（IAI），以區(qū)分多個并行數(shù)據(jù)流。4.2.1 4.2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)3OFDM系統(tǒng)的設(shè)計系統(tǒng)的設(shè)計（1）PAPR問題當(dāng)獨立調(diào)制的很多子載波連貫在一起使用時，OFDM符號就有非常高的峰均比（PAPR），當(dāng)N個具有相同相位的信號疊加在一起時，峰值功率是平均功率的N倍。（

7、2）時間和頻率同步OFDM調(diào)制的另一個主要缺點是受同步誤差的影響較大，尤其是對載波頻率同步誤差很敏感。（3）多小區(qū)多址和干擾抑制OFDM系統(tǒng)雖然保證了小區(qū)內(nèi)用戶間的正交性，但無法實現(xiàn)自然的小區(qū)間多址（CDMA則很容易實現(xiàn)）。4.2.1 4.2.1 下行多址技術(shù)下行多址技術(shù)4LTE對對OFDM技術(shù)的選擇技術(shù)的選擇CP-OFDMA是熟知的傳輸技術(shù)，LTE直接采用經(jīng)典的CP-OFDMA發(fā)射機結(jié)構(gòu)，并沒有做任何修改，只是明確了OFDMA子載波映射方式。映射方式如圖4-9所示，位于頻譜中央的子載波（稱為直流子載波，DC子載波）留空不用，然后將N（N應(yīng)為偶數(shù)）個子載波分別映射到高、低部分頻譜。4.2.2

8、4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)1PAPR和立方量度（和立方量度（Cubic Metric，CM ）問題）問題在圖4-10所示的示例中，OFDM系統(tǒng)相對CDMA系統(tǒng)需要4dB的額外回退，從而造成功放功率效率有14%的額外下降。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)2單載波頻分多址（單載波頻分多址（SC-FDMA）技術(shù)）技術(shù)在LTE中定義的單載波傳輸是指其時域信號包絡(luò)符合單載波特性，從而可以獲得較低的PAPR/CM。但在頻域上，仍可以通過集中式（Localized）或分布式（Distributed）兩種方式實現(xiàn)，如圖4-11和圖4-12所示。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行

9、多址技術(shù)3DFT擴展擴展OFDM（DFT-S-OFDM）技術(shù)）技術(shù)如圖4-13所示，將每個用戶所使用的子載波進行DFT處理，由時域轉(zhuǎn)換到頻域，然后將各用戶的頻域信號輸入IFFT模塊，這樣各用戶的信號又一起被轉(zhuǎn)換到時域并發(fā)送。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)4SC-FDMA技術(shù)的深入研究技術(shù)的深入研究在確定采用SC-FDMA技術(shù)作為上行多址技術(shù)后，還要確定以下兩個基本問題。（1）是采用頻域（Frequency-domain）實現(xiàn)，還是采用時域（Time-domain）實現(xiàn)。（2）是采用集中式還是采用分布式單載波傳輸。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)問題一：單載波信

10、號的生成方式選擇（1）時域信號產(chǎn)生集中式單載波信號的時域生成過程如圖4-14所示，分布式單載波信號的時域生成過程如圖4-15所示。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)（2）頻域信號產(chǎn)生SC-FDMA信號的頻域生成方法也就是DFT-S-OFDM技術(shù)，其發(fā)射機結(jié)構(gòu)如圖4-16所示。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)（3）時域方法和頻域方法的選擇時域方法和頻域方法都可以生成相似的單載波信號，可以實現(xiàn)基本相似的PAPR/CM性能，時域方法的PAPR/CM比頻域方法略低，如圖4-17所示。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)問題二：集中式映射與分布式映射的選擇（1）

11、DFT-S-OFDM子載波映射假設(shè)需要在相鄰的DFT頻域采樣之間輸入L - 1個0。當(dāng)L = 1時，即將DFT頻域采樣映射到連續(xù)的子載波上時，系統(tǒng)產(chǎn)生集中式SC-FDMA信號，此時系統(tǒng)會在DFT頻域采樣沒有占用的高端和低端子載波上填0，如圖4-18所示。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)當(dāng)L1時，即將DFT頻域采樣映射到離散的子載波上時，系統(tǒng)產(chǎn)生分布式SC-FDMA信號，此時系統(tǒng)會在相鄰DFT頻域采樣之間填L-1個0，如圖4-19所示。4.2.2 4.2.2 上行多址技術(shù)上行多址技術(shù)（2）DFT-S-OFDM信號在RF頻域的物理映射圖4-20顯示了一個DFT-S-OFDM符號在系

12、統(tǒng)射頻帶寬內(nèi)的分布。4.3 MIMO技術(shù) 4.3.1 下行下行MIMO技術(shù)技術(shù)MIMO技術(shù)原理示意如圖4-21所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)傳輸分集原理如圖4-22所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)空間復(fù)用原理如圖4-23所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)如圖4-24所示的典型的信道容量曲線，在低信噪比區(qū)域的斜率比較大，應(yīng)用傳輸分集技術(shù)和波束賦形技術(shù)可以有效地提高接收信號的信噪比，從而提高傳輸速率或者覆蓋范圍。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)1空時空時/頻編碼頻編碼對于2天線傳輸來說

13、，最著名的空時/頻塊碼方式是Alamouti編碼，其編碼矩陣為：*S1S2S2S14.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)一個映射樣式的示例如圖4-25所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)LTE目前支持采用SFBC的傳輸分集技術(shù)，具體如圖4-26所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)2循環(huán)延時分集循環(huán)延時分集循環(huán)延時分集技術(shù)是針對OFDM系統(tǒng)來說的，在每個天線插入循環(huán)前綴（CP）之前，將同一個OFDM符號分別循環(huán)移位多個不同樣點，然后每個天線根據(jù)各自對應(yīng)的循環(huán)移位之后的版本，分別加入各自的CP，如圖4-27所示。4.3.1 4.

14、3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)CDD的一個顯著特點是可以很方便地向多根天線傳輸進行擴展。另外，CDD還通常與空時/頻編碼結(jié)合起來，支持4天線情況下的分集傳輸，如圖4-28所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)3天線切換分集天線切換分集圖4-29和圖4-30所示是2天線情況下的TSTD和FSTD示意圖。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)TSTD和FSTD也可以寫成編碼矩陣的形式，即S100S2另外，F(xiàn)STD也可以很方便地與SFBC結(jié)合起來，支持4發(fā)送天線情況下的傳輸分集技術(shù)。其編碼矩陣為：*S1S20S2S1S1S20S2S14.3.1 4

15、.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)4空間復(fù)用傳輸空間復(fù)用傳輸圖4-31所示的信道編碼和串并變換（層映射）的流程，其中Q = 1時表示單碼字的空間復(fù)用傳輸，Q 1時表示多碼字的空間復(fù)用傳輸。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)L為空間復(fù)用傳輸?shù)膶訑?shù)目，LTE系統(tǒng)支持的最大層數(shù)目為L = 4（當(dāng)傳輸天線數(shù)目為4，且空間信道秩為4時），而LTE支持的最大碼字?jǐn)?shù)目則為Q = 2，即碼字和層存在一對多的映射關(guān)系。具體映射關(guān)系如表4-1所示。層數(shù)目（L）碼字?jǐn)?shù)目（Q）映射關(guān)系11第1碼字第1層22第1碼字第1層;第2碼字第2層32第1碼字第1層;第2碼字第2層和第3層42第1碼

16、字第1層和第2層;第2碼字第3層和第4層4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)5下行下行預(yù)編預(yù)編碼碼線性預(yù)編碼操作可以按其預(yù)編碼矩陣的獲得位置劃分為兩大類預(yù)編碼方式：非碼本的預(yù)編碼操作和基于碼本的預(yù)編碼操作，即non-codebook based pre-coding和codebook based pre-coding。兩者具有不同的處理流程，如圖4-32和圖4-33所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)（1）非碼本的預(yù)編碼方式在非碼本的預(yù)編碼方式中，預(yù)編碼矩陣在發(fā)射端獲得。（2）基于碼本的預(yù)編碼方式在基于碼本的預(yù)編碼方式中，預(yù)編碼矩陣在接收端獲得。針

17、對兩根發(fā)送天線的情況，3GPP已經(jīng)確定其線性預(yù)編碼矩陣的碼本如表4-2所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)從預(yù)定的預(yù)編碼矩陣碼本中選擇預(yù)編碼矩陣可以依據(jù)如下兩種方式。 基于性能指標(biāo)的選擇（Metric-based Selection）。 基于量化的選擇（Quantization-based Selection）。發(fā)射端可以采用如下幾種方式告知接收端當(dāng)前所使用的預(yù)編碼矩陣。 通過控制信令的方式。 通過專用導(dǎo)頻進行驗證。即發(fā)射端在發(fā)送公共導(dǎo)頻的同時，還發(fā)送專用導(dǎo)頻用于預(yù)編碼矩陣的驗證，如圖4-34所示。 通過專用導(dǎo)頻進行信道估計。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOM

18、IMO技術(shù)技術(shù)6下行波束賦形下行波束賦形在進行波束賦形時，可以不利用終端來反饋所需信息，來波方向和路損信息可以在基站側(cè)通過測量上行接收信號獲得，并且不要求上行使用多根天線進行數(shù)據(jù)發(fā)送，如圖4-35所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)波束賦形和預(yù)編碼的具體區(qū)別見表4-3。項目基本碼本的預(yù)編碼波束賦形天線間距需要大天線間距一般用小天線間距（如半波長）終端反饋的天線權(quán)值信息需要，且反饋所需要的比特數(shù)基本上與基站天線數(shù)目成正比不需要跟蹤快衰落的能力由于反饋時延導(dǎo)致其跟蹤能力不好好，因為天線權(quán)值僅需要跟蹤來波方向和平均路損信息每根天線上彼此正交的公共導(dǎo)頻需要，正交公共導(dǎo)頻的開銷

19、隨著傳輸天線數(shù)目的增加而增加不需要，每一個小區(qū)/扇區(qū)使用一個導(dǎo)頻就足夠了專用導(dǎo)頻不需要需要射頻校準(zhǔn)不是必需的需要4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)波束賦形除了可以進行單流的數(shù)據(jù)傳輸之外，還可以支持多流的數(shù)據(jù)傳輸和空分多址（Space Division Multiple Access，SDMA）。圖4-36、圖4-37和圖4-38所示是波束賦形的3種情況。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)7用于下行用于下行MIMO傳輸?shù)慕K端反饋傳輸?shù)慕K端反饋（1）直接信道反饋直接信道反饋是將終端估計出的下行信道矩陣，通過某種方式構(gòu)建出直接信道反饋（Direct Cha

20、nnel Feedback，DCFB）波形，并反饋給基站，基站再通過某種方式恢復(fù)出下行信道矩陣的方法。如圖4-39所示，終端天線2與基站天線1的DCFB波形F1-2，從子載波2開始，在每6個子載波上由終端天線1上發(fā)送；終端天線2與基站天線2的DCFB波形F2-2，從子載波3開始，在每6個子載波上由終端天線1上發(fā)送，以此類推。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)（2）終端輔助的探測反饋終端輔助的探測反饋是一種預(yù)編碼矩陣或者賦形權(quán)值反饋技術(shù)，可以解決終端傳輸鏈少于接收天線數(shù)目情況下的信道狀態(tài)信息獲得問題，既適用于TDD模式，也適用于FDD模式。（3）差分反饋差分反饋適用于空間信

21、道變化比較緩慢的情況，一種信道差分反饋形式是反饋空間信道的相關(guān)矩陣。假如在設(shè)計預(yù)編碼矩陣碼本的時候考慮到將高度相關(guān)的預(yù)編碼矩陣放置在一起，然后再進行編號，在進行預(yù)編碼矩陣反饋時就不需要直接反饋預(yù)編碼矩陣的序號，而是反饋與相鄰物理資源塊所使用的預(yù)編碼矩陣序號的差就可以了，從而可以節(jié)省反饋開銷，如圖4-40所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)（4）天線切換探測技術(shù)如圖4-41所示，將一個子幀劃分為兩部分，每一部分交替地從不同的天線上傳輸。假設(shè)從第一個短塊上估計得到終端第一根天線對應(yīng)的信道沖激響應(yīng)為h1。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)8下行多用戶下

22、行多用戶MIMO當(dāng)基站將占用相同時頻資源的多個數(shù)據(jù)流發(fā)送給同一個用戶時，即為單用戶MIMO（Single-User MIMO，SU-MIMO），或者叫做空分復(fù)用（Space Division Multiplexing，SDM），如圖4-42所示；當(dāng)基站將占用相同時頻資源的多個數(shù)據(jù)流發(fā)送給不同的用戶時，即為多用戶MIMO（Mulitple-User MIMO，MU-MIMO），或者叫做空分多址（SDMA），如圖4-43所示。4.3.1 4.3.1 下行下行MIMOMIMO技術(shù)技術(shù)9E-MBMS中的中的MIMO技術(shù)技術(shù)針對廣播業(yè)務(wù)中的MIMO技術(shù)，需要注意以下兩點。（1）在E-MBMS中，將存在一

23、個或者和多個正在傳輸?shù)幕竞投鄠€接收終端。（2）從終端反饋信令或許是不可行的。4.3.2 上行MIMO技術(shù)1上行傳輸天線選擇上行傳輸天線選擇圖4-44給出了終端應(yīng)用發(fā)送天線選擇（Transmit Antenna Selection，TAS）方案的框圖。4.3.2 上行MIMO技術(shù)（1）FDD天線選擇技術(shù) 開環(huán)天線選擇方案。開環(huán)方案即UMTS系統(tǒng)中的時間切換傳輸分集方案（TSTD），如圖4-45所示。4.3.2 上行MIMO技術(shù) 閉環(huán)天線選擇方案。閉環(huán)方案有以下幾個特點： 需要傳輸用于天線選擇的參考符號； 需要在下行方向發(fā)送指示天線選擇信息的反饋比特； 相對于開環(huán)方案，閉環(huán)方案可以獲得更大的分集

24、增益，這是因為對于每一個數(shù)據(jù)符號塊可以選擇最優(yōu)的傳輸天線來跟蹤信道的變化； 適用于共享信道，在這種情況下，必須從兩根天線上交替地發(fā)送用于天線選擇的參考信號，以及對應(yīng)的天線序號，如圖4-46所示。4.3.2 上行MIMO技術(shù)（2）TDD天線選擇技術(shù)對于TDD模式，可以利用上行與下行信道之間的對稱性。4.3.2 上行MIMO技術(shù)2上行多用戶上行多用戶MIMO圖4-47為傳統(tǒng)的MIMO系統(tǒng)，即單用戶MIMO（SU-MIMO），圖4-48為多用戶MIMO（MU-MIMO）。4.3.2 上行MIMO技術(shù)上述MU-MIMO是假設(shè)終端只存在一根天線，當(dāng)終端存在兩根或者更多根天線時，可以將MU-MIMO與傳輸

25、天線選擇結(jié)合起來使用，如圖4-49所示。4.4 4.4 調(diào)制技術(shù)調(diào)制技術(shù)4.4.1 LTE的調(diào)制方式的調(diào)制方式1下行增強調(diào)制技術(shù)下行增強調(diào)制技術(shù)舉個例子，可以按傳統(tǒng)QPSK方式傳送“基本數(shù)據(jù)流”，再在“大QPSK星座點”內(nèi)部調(diào)制另一個“小QPSK星座”，用來傳送“增強數(shù)據(jù)流”。這就形成了學(xué)術(shù)界所謂的“星座交疊”的概念，如圖4-50所示。4.4.1 LTE4.4.1 LTE的調(diào)制方式的調(diào)制方式2上行增強調(diào)制技術(shù)上行增強調(diào)制技術(shù)相對下行的分級調(diào)制技術(shù)，LTE對上行增強調(diào)制技術(shù)進行了更詳盡的研究，包括上行低PAPR/CM調(diào)制和64QAM調(diào)制技術(shù)的取舍。雖然上行已經(jīng)采用了DFT-S-OFDM技術(shù)獲得較

26、低的PAPR/CM，但相對時域生成的SC-FDMA技術(shù)，仍然具有稍高的PAPR/CM。4.4.2 BPSK4.4.2 BPSK與與QPSKQPSK調(diào)制調(diào)制在BPSK方式中，需要通過調(diào)制產(chǎn)生二進制信號0和1。載波相位被用來表示二進制1和0。系統(tǒng)要求在接收機上有精確和穩(wěn)定的參考相位來分辨所使用的各種相位。利用參考相位恢復(fù)發(fā)送端的發(fā)送信號。例如，二進制序列“10110”采用BPSK調(diào)制后的載波如圖4-51所示。4.4.2 BPSK4.4.2 BPSK與與QPSKQPSK調(diào)制調(diào)制當(dāng)傳輸數(shù)字信號時，“1”碼控制發(fā)送0度相位，“0”碼控制發(fā)送180度相位，BPSK調(diào)制星座如圖4-52所示。4.4.2 BP

27、SK4.4.2 BPSK與與QPSKQPSK調(diào)制調(diào)制在這種調(diào)制技術(shù)中，載波相位只有0和兩種取值，分別對應(yīng)于調(diào)制信號的“0”和“1”。傳“1”信號時，發(fā)起始相位為0的載波；當(dāng)傳“0”信號時，發(fā)起始相位為的載波。由“0”和“1”表示的二進制調(diào)制信號通過電平轉(zhuǎn)換后，變成由“1”和“1”表示的雙極性NRZ（不歸零）信號，然后與載波相乘，即可形成BPSK信號，移動通信中所使用的BPSK調(diào)制電路原理如圖4-53所示。4.4.2 BPSK4.4.2 BPSK與與QPSKQPSK調(diào)制調(diào)制QPSK中每次調(diào)制可傳輸2個信息比特，這些信息比特是通過載波的四種相位來傳遞的。例如，二進制序列“10110100”采用QP

28、SK調(diào)制后的載波如圖4-54所示。4.4.2 BPSK4.4.2 BPSK與與QPSKQPSK調(diào)制調(diào)制QPSK信號也可以用矢量圖表示，解調(diào)器根據(jù)星座圖及接收到的載波信號的相位來判斷發(fā)送端發(fā)送的信息比特，BPSK調(diào)制星座如圖4-55所示。4.4.2 BPSK4.4.2 BPSK與與QPSKQPSK調(diào)制調(diào)制輸入的串行二進制信息序列經(jīng)串并變換后分成兩路速率減半的序列，由電平轉(zhuǎn)換器分別產(chǎn)生雙極性二電平信號I(t)和Q(t)，然后對載波Acos2fct和Asin2fct進行調(diào)制，相加后即可得到QPSK信號。移動通信中所使用的QPSK調(diào)制電路原理如圖4-56所示。4.4.3 16QAM4.4.3 16QA

29、M與與64QAM64QAM調(diào)制調(diào)制常見的QAM形式有16QAM、64QAM、256QAM等，如圖4-57所示為64QAM調(diào)制星座圖。4.4.3 16QAM4.4.3 16QAM與與64QAM64QAM調(diào)制調(diào)制如圖4-58所示，QAM調(diào)制器的原理是作為調(diào)制信號的輸入二進制數(shù)據(jù)流經(jīng)過串并變換后變成多路并行數(shù)據(jù)流。4.4.3 16QAM4.4.3 16QAM與與64QAM64QAM調(diào)制調(diào)制根據(jù)多進制碼元與二進制碼元之間的關(guān)系，經(jīng)m/2轉(zhuǎn)換，可將電平信號m轉(zhuǎn)換為二進制基帶信號 和 ，原理如圖4-59所示。4.5 信道編碼技術(shù) 4.5.1 LTE的信道編碼的信道編碼3GPP充分考慮了和信道編碼相關(guān)的各種

30、因素。（1）BLER（誤塊率）性能不下降；（2）復(fù)雜度的增加控制在可以接受的水平；（3）編碼具有分段靈活性，支持存儲器的無沖突訪問和并行譯碼；（4）良好的擴展性（支持高階MIMO操作）；（5）支持優(yōu)化的IR（增量冗余）HARQ操作等。4.5.2 4.5.2 卷積與卷積與TurboTurbo編碼編碼圖4-60為目前UMTS系統(tǒng)所使用的卷積編碼原理圖，在進行卷積編碼之前信息碼流的二進制符號相互之間不具有相關(guān)性。4.5.2 4.5.2 卷積與卷積與TurboTurbo編碼編碼圖4-61為UMTS系統(tǒng)所使用的Turbo碼編碼原理圖，從圖中可以看出，Turbo碼編碼實際是將兩個卷積編碼電路并聯(lián)后采用相同

31、的原始信息輸入，只是其中一路的原始輸入經(jīng)過了一個Turbo交織器的交織使得原始信息的排列順序發(fā)生變化，時間有所延遲。4.5.3 4.5.3 交織與交織與TurboTurbo內(nèi)交織內(nèi)交織圖4-62為交織編碼過程的示意圖。由于交織在編碼和解碼過程中都有一個讀入與讀出寄存器的過程，因此會對信號傳輸帶來時間上的延遲，此即為交織編碼的延遲，這個延遲的量又與交織編碼矩陣的大小有關(guān)，這個量稱為交織深度。4.5.4 4.5.4 編碼塊分段編碼塊分段當(dāng)待編碼的傳輸塊（Transport Block，TB）較大時，為了控制編譯碼器的復(fù)雜度，需要將一個大傳輸塊分割為若干長度較小的碼塊（Code Block，CB），

32、每個碼塊獨立進行編譯碼。4.5.5 4.5.5 速率匹配與冗余版本控制速率匹配與冗余版本控制1Turbro碼的速率匹配與冗余版本碼的速率匹配與冗余版本速率匹配由子塊交織（sub-block interleaver）、比特收集（bit collection）和比特選擇與修剪（bit selection and pruning）3個步驟構(gòu)成，如圖4-63所示。4.5.5 4.5.5 速率匹配與冗余版本控制速率匹配與冗余版本控制（1）子塊交織器對Turbo碼的3個比特流1個信息比特流（Information bit）和2個校驗比特（Parity bit）流中的比特排序進行調(diào)整，改進Turbo碼打孔（

33、Puncture）后的性能。（2）比特收集對交織后的3個比特流按序排列，寄存在1個虛擬循環(huán)緩存（Virtual Circular Buffer）中。（3）比特選擇與修剪從虛擬緩存中循環(huán)讀取指定數(shù)量的比特，完成速率匹配。4.5.5 4.5.5 速率匹配與冗余版本控制速率匹配與冗余版本控制2卷積碼速率匹配卷積碼速率匹配卷積碼和Turbo碼的速率匹配結(jié)構(gòu)基本相同，如圖4-64所示，由子塊交織、比特收集、虛擬循環(huán)緩存3個部分組成；各個部分的功能和Turbo碼相同，只是在實現(xiàn)方法上稍有不同。4.5.6 4.5.6 循環(huán)冗余校驗（循環(huán)冗余校驗（CRCCRC）1CRC排列順序排列順序添加的CRC比特可以采用

34、順序排列或逆序排列。UTRA系統(tǒng)中采用的是逆序排列，但在LTE研究中，發(fā)現(xiàn)采用CRC逆序排列并不會帶來額外的性能增益，卻會增加系統(tǒng)處理的復(fù)雜度。2CRC處理方式處理方式當(dāng)對較長的傳輸塊進行分段時，需要考慮CRC處理的位置。一種選擇是先對整個TB進行CRC處理，然后再進行分段處理，如圖4-65所示；另一種選擇是先進行編碼塊分段處理，然后再對每個CB分別添加CRC比特，如圖4-66所示；另外還可以同時采用TB CRC處理和CB CRC處理。 4.5.6 4.5.6 循環(huán)冗余校驗（循環(huán)冗余校驗（CRCCRC）在傳統(tǒng)TB CRC處理的基礎(chǔ)上，在每個CB上分別添加CRC校驗信息可以降低譯碼復(fù)雜度，減小所

35、需的譯碼延時及緩存器大小，從而提高接收機管道傳送（Pipelining）處理能力，以支持LTE系統(tǒng)的高速率傳輸，并可以加快接收機的處理速度，實現(xiàn)快速HARQ。因此，最后確定采用如圖4-67所示的同時采用TB CRC和CB CRC處理的方法。4.5.6 4.5.6 循環(huán)冗余校驗（循環(huán)冗余校驗（CRCCRC）CRC處理過程可以表述為：先在TB上添加24bit CRC，然后如果進行碼塊分段（當(dāng)傳輸塊長于6144bit時），再在每個CB上添加24bit CRC，如圖4-68所示。4.6 小區(qū)間干擾抑制技術(shù)較大的復(fù)用系數(shù)（3或7）可以有效地抑制ICI，但頻譜效率將減低到1/3或I/7。一個典型的頻率復(fù)用

36、系數(shù)為3的頻率規(guī)劃如圖4-69所示。4.6 小區(qū)間干擾抑制技術(shù)如圖4-70所示，普通的扇區(qū)天線形成的波束是覆蓋整個扇區(qū)的，因此必定會和相鄰小區(qū)的扇區(qū)波束重疊，從而造成小區(qū)間干擾。而如圖4-71所示，波束賦形天線的波束是指向UE的窄波束，因此只有在相鄰小區(qū)的波束發(fā)生碰撞時才會造成小區(qū)間干擾，在波束交錯的時候就可以有效地回避小區(qū)間干擾。4.6.1 小區(qū)間干擾隨機化技術(shù)1小區(qū)特定的加擾（小區(qū)特定的加擾（Scrambling）這種技術(shù)是對各小區(qū)的信號在信道編碼和信道交織后采用不同的偽隨機擾碼進行加擾，如圖4-72所示，以獲得干擾白化效果。4.6.1 小區(qū)間干擾隨機化技術(shù)2小區(qū)特定的交織（小區(qū)特定的交織

37、（Interleaving）這種技術(shù)也稱為交織多址（Interleaved Division Multiple Access，IDMA），就是對各小區(qū)的信號在信道編碼后采用不同的交織圖案進行信道交織，如圖4-73所示，以獲得干擾白化效果。4.6.1 小區(qū)間干擾隨機化技術(shù)對于干擾隨機化來說，小區(qū)加擾和IDMA取得的性能是相似的。此外，還可以考慮在不同小區(qū)采用不同的跳頻圖案進行跳頻以取得干擾隨機化效果，如圖4-74所示。4.6.2 4.6.2 小區(qū)間干擾消除技術(shù)小區(qū)間干擾消除技術(shù)2基于干擾重構(gòu)基于干擾重構(gòu)/減去的干擾消除技術(shù)減去的干擾消除技術(shù)（1）資源分配方面的限制有三種資源塊分配的情況。第一種情

38、況下，干擾小區(qū)中的一個編碼塊和被干擾小區(qū)的一個編碼塊正好重疊，如圖4-75所示，此時ICI干擾消除是簡單的“雙用戶檢測”。4.6.2 4.6.2 小區(qū)間干擾消除技術(shù)小區(qū)間干擾消除技術(shù)在第二種情況下，被干擾小區(qū)中的一個編碼塊和干擾小區(qū)的兩個編碼塊重疊，如圖4-76所示，此時雖然仍可以進行ICI干擾消除，但必須要進行相對復(fù)雜的“三用戶檢測”。4.6.2 4.6.2 小區(qū)間干擾消除技術(shù)小區(qū)間干擾消除技術(shù)在第三種情況下，被干擾小區(qū)中的一個編碼塊只對應(yīng)于干擾小區(qū)的一個不完全的編碼塊，此時由于干擾信號無法被正確解碼，因此無法采用ICI消除，如圖4-77所示。4.6.2 4.6.2 小區(qū)間干擾消除技術(shù)小區(qū)間

39、干擾消除技術(shù)（2）信號格式獲得方面的限制由于迭代干擾消除需要完整的解調(diào)/解碼干擾信號，這就要求接收機獲得干擾信號的完全信息，包括信道信息、資源調(diào)度信息和信號格式。（3）對小區(qū)間同步的要求迭代干擾消除需要本小區(qū)和干擾小區(qū)的接收信號保持符號級同步和時隙級同步（Inter-eNode B Synchronization）。（4）接收機復(fù)雜度隨著迭代次數(shù)的增加，接收機的處理復(fù)雜度和時間復(fù)雜度可能成倍增加，可能提高終端的成本，并帶來額外的處理延遲。（5）交織器設(shè)計IDMA需要采用偽隨機生成方法生成交織器，以滿足對多個信道交織器的需求。 4.6.3 4.6.3 小區(qū)間干擾協(xié)調(diào)技術(shù)小區(qū)間干擾協(xié)調(diào)技術(shù)1軟頻率

40、復(fù)用軟頻率復(fù)用如圖4-78所示，可以將整個系統(tǒng)的頻率資源分為三段，小區(qū)1的邊緣只使用第一段頻率，小區(qū)2、4、6的邊緣只使用第二段頻率，小區(qū)3、5、7的邊緣只使用第三段頻率。 4.6.3 4.6.3 小區(qū)間干擾協(xié)調(diào)技術(shù)小區(qū)間干擾協(xié)調(diào)技術(shù)2部分功率控制部分功率控制能夠取得與軟頻率復(fù)用類似的干擾協(xié)調(diào)效果的方法是“部分功率控制”，即如果一個小區(qū)使用和相鄰小區(qū)不同的頻率資源，可以采用全功率發(fā)射（即完全功控）；如果一個小區(qū)使用了和相鄰小區(qū)重疊的頻率資源，則必須限制發(fā)射功率（即部分功控）。3干擾協(xié)調(diào)的測量和上報頻率干擾協(xié)調(diào)的測量和上報頻率關(guān)于下行干擾協(xié)調(diào)中的UE測量和上報，可能有如下3種選擇。（1）不做額外

41、的測量和上報，只依賴已有的CQI上報機制（用于頻域調(diào)度和鏈路自適應(yīng)）。（2）進行UE測量，并向本小區(qū)和相鄰小區(qū)上報平均路損（包括陰影效應(yīng)）。上報周期為100ms左右。（3）除了測量、上報平均路損外，還測量/上報平均干擾情況。上報周期為100ms左右。4.6.4 LTE中的干擾協(xié)調(diào)技術(shù)因為干擾eNode B針對小區(qū)中心UE的發(fā)射功率小，干擾也較小，如圖4-79所示。4.6.4 LTE中的干擾協(xié)調(diào)技術(shù)針對小區(qū)邊緣UE的發(fā)射功率大，干擾也較大，如圖4-80所示。4.6.4 LTE中的干擾協(xié)調(diào)技術(shù)如圖4-81所示，即使一個頻帶分配給了一個小區(qū)中心UE，eNode B在這個頻帶內(nèi)的發(fā)射功率與將這個頻帶調(diào)

42、度給小區(qū)邊緣UE時是一樣的，相應(yīng)產(chǎn)生的對相鄰小區(qū)受干擾UE的下行干擾也是一樣的。4.6.5 基于Hll和OI的上行ICIC技術(shù)上行干擾模型如圖4-82所示。4.6.5 基于Hll和OI的上行ICIC技術(shù)1HII和和OI的傳送頻率的傳送頻率HII和OI傳送的頻率應(yīng)足以進行有效的干擾協(xié)調(diào)。另一方面，由于X2接口的信息傳送速率和傳送延遲的限制，HII和OI又不可能以很高的速率傳送。根據(jù)RAN3的研究，X2接口的控制面最大傳輸延遲大約在20ms量級，典型的平均傳輸延遲在10ms左右。2HII和和OI是否應(yīng)該具有頻率選擇性是否應(yīng)該具有頻率選擇性是否應(yīng)對不同的物理資源塊（PRB）傳送不同的HII和OI。如果HII和OI是頻率選擇性的，收到HII和OI的eNode B就可以有效地分辨該小區(qū)內(nèi)哪些UE