第五章 振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻

5.1概述5.2振幅調(diào)制原理及特性

5.4調(diào)幅信號(hào)的解調(diào)

第5章

振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻

5.5混頻器原理及電路

返回休息1休息25.3振幅調(diào)制電路

(1)調(diào)制：用調(diào)制信號(hào)去控制載波信號(hào)的某一個(gè)參量的過程。

定義：信號(hào)

載波信號(hào)：（等幅）高頻振蕩信號(hào)

正弦波

方波

三角波

鋸齒波調(diào)制信號(hào)：需要傳輸?shù)男盘?hào)（原始信號(hào)）語言圖像

密碼已調(diào)信號(hào)（已調(diào)波）：經(jīng)過調(diào)制后的高頻信號(hào)（射頻信號(hào)）振幅調(diào)制解調(diào)（檢波)混頻（變頻）屬于

頻譜線性搬移電路

(2)解調(diào)：調(diào)制的逆過程，即從已調(diào)波中恢復(fù)原調(diào)制信號(hào)的過程。5．1概述休息1休息2(7)振幅調(diào)制分三種方式：

（5）相位調(diào)制：調(diào)制信號(hào)控制載波相位，使已調(diào)波的相位隨調(diào)制信號(hào)線變化。

（6）解調(diào)方式：（4）頻率調(diào)制：調(diào)制信號(hào)控制載波頻率，使已調(diào)波的頻率隨調(diào)制信號(hào)線性變化。（3）振幅調(diào)制：由調(diào)制信號(hào)去控制載波振幅，使已調(diào)信號(hào)的振幅隨調(diào)制信號(hào)線性變化。休息1休息25.2振幅調(diào)制原理及特性一、振幅調(diào)制信號(hào)分析二、雙邊帶信號(hào)三、單邊帶信號(hào)返回休息1休息2（1）設(shè)：載波信號(hào)：

調(diào)制信號(hào)：

那么調(diào)幅信號(hào)（已調(diào)波）可表達(dá)為：

由于調(diào)幅信號(hào)的振幅與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系，即有：

，式中為比例常數(shù)即：

式中ma為調(diào)制度，

常用百分比數(shù)表示。1.AM調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式

返回5.2.1標(biāo)準(zhǔn)振幅調(diào)制（AM）信號(hào)分析休息1休息2則有

其中：

若將

分解為：

一般，實(shí)際中傳送的調(diào)制信號(hào)并非單一頻率的信號(hào)，常為一個(gè)連續(xù)頻譜的限帶信號(hào)。則2、調(diào)幅信號(hào)波形

波形特點(diǎn)：（1）調(diào)幅波的振幅（包絡(luò)）變化規(guī)律與調(diào)制信號(hào)波形一致

(2)調(diào)幅度ma反映了調(diào)幅的強(qiáng)弱程度，可以看出：

一般m值越大調(diào)幅越深：

返回休息1休息2仿真（1）由單一頻率信號(hào)調(diào)幅可見,調(diào)幅波并不是一個(gè)簡(jiǎn)單的正弦波，包含有三個(gè)頻率分量：

3、調(diào)幅波的頻譜

Ω調(diào)制信號(hào)ωc載波調(diào)幅波返回ωc

+Ω上邊頻ωc

-Ω下邊頻同樣含有三部分頻率成份(2)限帶信號(hào)的調(diào)幅波返回Ωmaxωcω限帶信號(hào)ω

c載波ω調(diào)幅波ωc-Ωmax下邊頻帶ωc+Ωmax上邊頻帶ΩmaxΩmaxΩmax

由于：

相加器

乘法器直流

乘法器

相加器4、AM信號(hào)的產(chǎn)生原理框圖可見要完成AM調(diào)制，其核心部分是實(shí)現(xiàn)調(diào)制信號(hào)與載波相乘。仿真返回(2)上、下邊帶的平均功率：

(3)在調(diào)制信號(hào)一周期內(nèi)，調(diào)幅信號(hào)輸出的平均總功率

(4)邊帶功率，載波功率與平均功率之間的關(guān)系：

RL上消耗的載波功率：

(1)5、調(diào)制波的功率那么調(diào)幅波各分量的功率為：

設(shè)調(diào)幅波傳輸信號(hào)至負(fù)載電阻RL上，由于在普通調(diào)幅波信號(hào)中，有用信息只攜帶在邊頻帶內(nèi)，而載波本身并不攜帶信息，但它的功率卻占了整個(gè)調(diào)幅波功率的絕大部分，因而調(diào)幅波的功率浪費(fèi)大，效率低。但AM波調(diào)制方便，解調(diào)方便，便于接收。如當(dāng)100%調(diào)制時(shí)(ma=1)，雙邊帶功率為載波功率的，只占用了調(diào)幅波功率的，而當(dāng),213121=maPc98PAM=休息1休息2

在AM調(diào)制過程中，如果將載波分量抑制就形成抑制載波的雙邊帶信號(hào)，簡(jiǎn)稱雙邊帶信號(hào)，它可以用載波和調(diào)制信號(hào)直接相乘得到，即：調(diào)制信號(hào)為單一頻率信號(hào)：

調(diào)制信號(hào)為限帶信號(hào)的調(diào)制：

5.2.2雙邊帶(doublesidebandDSB)調(diào)幅信號(hào)

１、

數(shù)學(xué)表達(dá)式返回休息1休息22.波形與頻譜5.2.2雙邊帶(doublesidebandDSB)調(diào)幅信號(hào)

(1)DSB信號(hào)的包絡(luò)正比于調(diào)制信號(hào)

(2)

DSB信號(hào)載波的相位反映了調(diào)制信號(hào)的極性，即在調(diào)制信號(hào)負(fù)半周時(shí)，已調(diào)波高頻與原載波反相。因此嚴(yán)格地說，DSB信號(hào)已非單純的振幅調(diào)制信號(hào)，而是既調(diào)幅又調(diào)相的信號(hào)。(3)

DSB波的頻譜成份中抑制了載波分量，全部功率為邊帶占有，功率利用率高于AM波。(4)占用頻帶

調(diào)制信號(hào)載波上邊頻下邊頻仿真返回休息1休息2單邊帶(SSB)信號(hào)是由雙邊帶調(diào)幅信號(hào)中取出其中的任一個(gè)邊帶部分，即可成為單邊帶調(diào)幅信號(hào)。其單頻調(diào)制時(shí)的表示式為：上邊帶信號(hào)下邊帶信號(hào)5.2.3單邊帶(singlesidebandSSB)信號(hào)

返回休息1休息21.SSB信號(hào)的性質(zhì)

在現(xiàn)代電子通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中，為節(jié)約頻帶，提高系統(tǒng)的功率和帶寬效率，常采用單邊帶（SSB）調(diào)制系統(tǒng)

Ωmaxω限帶信號(hào)ωc載波ωc-Ωmax下邊頻帶信號(hào)ωωc+Ωmax上邊頻帶信號(hào)ωωc+Ωmaxωc-Ωmax5.2.3單邊帶(singlesidebandSSB)信號(hào)

返回休息1休息21.SSB信號(hào)的性質(zhì)

似乎幅度沒有變，沒有調(diào)幅！不容易看出其特性

單音調(diào)制時(shí)：雙音調(diào)制時(shí)，調(diào)制信號(hào)如下：像雙邊帶調(diào)幅信號(hào)！載波為和頻

此時(shí)為獲得ssb，與真正的載波相乘再濾波：乘出來可驗(yàn)證確實(shí)只有和頻或差頻，確實(shí)為ssb信號(hào)

與調(diào)制信號(hào)比：包絡(luò)沒變，填充頻率變了。與載波比：包絡(luò)變成了調(diào)制信號(hào)的包絡(luò)，載波頻率變了。本質(zhì)上說，包絡(luò)變，載波頻率也變，為調(diào)幅調(diào)頻波。5.2.3單邊帶(singlesidebandSSB)信號(hào)

返回休息1休息2SSB雙音輸入波形圖中包絡(luò)的頻率：差頻一半的兩倍（DSB相位反轉(zhuǎn)，頻率提高）小結(jié)： AM包絡(luò)正比于調(diào)制信號(hào) 載波的幅度變化

DSB包絡(luò)正比于調(diào)制信號(hào)的模 幅度和相位變化

SSB包絡(luò)正比于調(diào)制信號(hào)的包絡(luò) 幅度和頻率變化 三者都屬于頻譜的線性搬移（頻譜結(jié)構(gòu)不變）。由DSB信號(hào)經(jīng)過邊帶濾波器濾除了一個(gè)邊帶而形成，如：上邊帶信號(hào)下邊帶信號(hào)2.單邊帶調(diào)幅信號(hào)的實(shí)現(xiàn)

上邊帶濾波器下邊帶濾波器乘法器返回休息1休息2(1)濾波法

有三種基本的電路實(shí)現(xiàn)方法：濾波法、相移法和移相濾波法：下邊頻帶信號(hào)ωωDSB信號(hào)ωc-Ωmaxωc+Ωmax上邊頻帶信號(hào)ωωc+Ωmaxωc-Ωmax看上去很容易，實(shí)際很難。難點(diǎn)：上下邊帶相對(duì)距離太小，濾波器過渡帶相對(duì)寬度太窄。2.單邊帶調(diào)幅信號(hào)的實(shí)現(xiàn)

返回休息1休息2(1)濾波法

有三種基本的電路實(shí)現(xiàn)方法：濾波法、相移法和移相濾波法：缺點(diǎn)：不能直接發(fā)送，因?yàn)檩d波頻率太小。解決辦法：載波頻率降低，同樣的絕對(duì)距離，相對(duì)距離變大。解決辦法：混頻↓↓↓↓↓↓另外由三角公式：

(2)相移法

利用上三角公式的實(shí)現(xiàn)電路如下圖所示：乘法器乘法器９00相移９00相移加法器減法器????返回休息1休息2仿真

移相濾波法是將移相和濾波兩種方法相結(jié)合，并且只需對(duì)某一固定的單頻率信號(hào)移相900，從而回避了難以在寬帶內(nèi)準(zhǔn)確移相900的缺點(diǎn)。

(3)移相濾波法

移相濾波法實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅的電路框圖

返回休息1休息2uΩ=sinΩtu=sinω1t單頻信號(hào)uc

=sinωct載波u1

=sinΩtsinω1tu2

=sinΩtcosω1tu3

=cos(ω1-Ω)tu4

=sin(ω1-Ω)tu5

=cos(ω1-Ω)tsinωctu6

=sin(ω1-Ω)tcosωct+乘法器900移相低通濾波乘法器低通濾波乘法器900移相乘法器相加器相減器-u5

+u6u5

-u6相加器輸出電壓：uSSBL

=u5+u6=sin[(ωc+ω1)-Ω]t=sin[ωc1-Ω]t

相減器輸出電壓：uSSBU

=u5-u6=sin[(ωc-ω1)+Ω]t=sin[ωc2+Ω]t

5.3振幅調(diào)制電路5.3.1低電平調(diào)幅電路

5.3.2高電平調(diào)幅電路1.二極管調(diào)幅電路2.集成模擬乘法器調(diào)幅電路

1.集電極調(diào)幅電路

返回2.基極調(diào)幅電路

通常分為：5.3振幅調(diào)制電路

三種信號(hào)都有一個(gè)調(diào)制信號(hào)和載波的乘積項(xiàng)，所以振幅調(diào)制電路的實(shí)現(xiàn)是以乘法器為核心的頻譜線性搬移電路。具體的說調(diào)制可分為高電平調(diào)制：功放和調(diào)制同時(shí)進(jìn)行，主要用于AM信號(hào)。低電平調(diào)制：先調(diào)制后功放，主要用于DSB、SSB以及FM信號(hào)。5.3.1低電平調(diào)幅電路

低電平調(diào)幅電路常采用第4章介紹的頻率變換電路來實(shí)現(xiàn)

二極管調(diào)幅電路

集成模擬乘法器調(diào)幅電路

如下圖所示的電路設(shè):(1)單二極管電路且

則回路電流:而

1.二極管調(diào)幅電路

的頻譜成份：

Ωω

c2ωc3ωc如果選頻回路工作在

處，且?guī)挒?/p>

而諧振時(shí)的負(fù)載電阻為RL，則輸出電壓為：

為一個(gè)AM信號(hào)仿真返回休息1休息2B=2ΩVDusuc+-+-RLLCid+-uL+-udZL

上半部分與下半部分電路對(duì)稱其等效電路如右圖所示。

1電路結(jié)構(gòu)：(2)二極管平衡電路2工作原理分析：設(shè)：

式中

而

繼續(xù)反回仿真休息1休息2的頻Z譜成份：ωc+ΩΩωc-Ω3ωc+Ω3ωc-Ω如果上半部分與下半部分諧振回路諧振在頻率ωc處，且?guī)払=2Ω

，諧振時(shí)的負(fù)載阻抗ZL=2RL，則實(shí)際輸出電壓u'L為：T2的初、次級(jí)匝比為2:1，T2的次級(jí)輸出電壓為：

能實(shí)現(xiàn)DSB調(diào)幅信號(hào)的調(diào)幅。

更好理解的

二極管平衡電路二極管平衡調(diào)制器采用平衡方式，將載波抑制掉，從而獲得抑制載波的DSB信號(hào)。加在VD1、VD2上的電壓僅uΩ的相位不同，故電流i1和i2僅包絡(luò)反相。電流i1－i2的波形如圖所示。經(jīng)次級(jí)帶通濾波器濾除低頻和3ωc±Ω等高頻分量后，負(fù)載上得到DSB信號(hào)電壓uo(t)，如圖所示。類似于C類功放的基極調(diào)制，載波為開關(guān)信號(hào)，使有源器件輸出尖頂余弦脈沖，調(diào)制信號(hào)改變輸入有效值的峰值。VD1VD32C2LRLT2VD4VD2T3T1

在平衡電路的基礎(chǔ)上，再增加兩個(gè)二極管D3,D4使電路中四個(gè)二極管首尾相接。T1的初、次級(jí)匝數(shù)比為1:2，T2的2:1，T3的1:1。

1.

電路結(jié)構(gòu)構(gòu)成環(huán)形，

設(shè)：（3）二極管環(huán)形電路實(shí)現(xiàn)DSB信號(hào)則有

休息1休息2仿真VD1VD32C2LRLT2VD4VD2T3T1+uL-uΩ+-uΩ+-uΩ+-+

-uc+

-uc2.

工作原理分析當(dāng)時(shí)，平衡電路I在負(fù)載回路中產(chǎn)生的電壓為：時(shí)，平衡電路II在負(fù)載回路中產(chǎn)生的電壓為：當(dāng)

而其中：（3）二極管環(huán)形電路實(shí)現(xiàn)DSB信號(hào)返回休息1休息2仿真那么在一個(gè)周期內(nèi)平衡電路I，II在負(fù)載RL上產(chǎn)生的電壓為：式中稱為雙向開關(guān)函數(shù)的付里葉級(jí)數(shù)展開式為：而有

的頻率成份：只有組合頻率性能更接近理想乘法器。3ω0-Ω3ω+Ωω0-Ωω+Ω經(jīng)濾波后的輸出電壓：

返回休息1休息2仿真T2的次級(jí)輸出電壓為：tS(t)uc(t)t1-1雙平衡調(diào)制器電路及波形2.集成模擬乘法器調(diào)幅電路返回休息1休息2仿真

用集成模擬相乘器來實(shí)現(xiàn)各種調(diào)幅電路，電路簡(jiǎn)單，性能優(yōu)越且穩(wěn)定，調(diào)整方便，利于設(shè)備的小型化。

R151ΩR6RW50kΩ21kΩ3.9kΩ1kΩC2C4uo-EE=-8V694178Ry3MC1596510EC=12VR4R4R5uxuyR2R3R7R8R9C3C11kΩ51Ω51Ω6.8kΩ750Ω750Ω3.9kΩ1）MC1596構(gòu)成的調(diào)幅電路RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyRy-EEX通道兩輸入端8腳和7腳直流電位相同，Y通道兩輸入端1腳和4腳之間接有調(diào)零電路

可通過調(diào)節(jié)電位器RW，使1腳電位比4腳高Uo，相當(dāng)于在1、4腳之間加了一個(gè)直流電壓Uo，以產(chǎn)生普通調(diào)幅波。

實(shí)際應(yīng)用中，高頻載波電壓uc加到X輸入端口，調(diào)制信號(hào)電壓uΩ及直流電壓Uo加到Y(jié)輸入端口（非線性失真較?。?，從6腳單端輸出AM信號(hào)。RW用來調(diào)節(jié)引出腳1、4之間的平衡，器件采用雙電源方式供電（＋12V，－8V），所以5腳偏置電阻R5接地。電阻R1、R2、R4、R4、R3為器件提供靜態(tài)偏置電壓，保證器件內(nèi)部的各個(gè)晶體管工作在放大狀態(tài)。載波信號(hào)加在V1－V4的輸入端，即引腳8、7之間；載波信號(hào)Vc經(jīng)高頻耦合電容C1從8腳輸入，C3為高頻旁路電容，使8腳交流接地。調(diào)制信號(hào)加在差動(dòng)放大器V5、V6的輸入端，即引腳1、4之間，調(diào)制信號(hào)VΩ經(jīng)低頻偶合電容E1從4腳輸入。2、3腳外接1KΩ電阻，以擴(kuò)大調(diào)制信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)電阻增大，線性范圍增大，但乘法器的增益隨之減小。已調(diào)制信號(hào)取自雙差動(dòng)放大器的兩集電極（即引出腳6、9之間）輸出。2.集成模擬乘法器調(diào)幅電路仿真返回休息1休息22)BG314構(gòu)成的調(diào)幅電路

RLuxuy13kΩIox10kΩ28.2kΩR11141294Rw8133R13R37-EE=-15V+15V561011IoyEC=15V-15V10kΩRwxRwy2kΩ2kΩRxRyBG314（MC1595）8.2kΩ10kΩ10kΩ10kΩ6.8kΩ3.3kΩCLN1N2uo8腳附加補(bǔ)償調(diào)零電壓UXIS，12腳除附加補(bǔ)償零電壓UYIS。ux=uc=Ucmcosωctuy=uΩ-(-Uo)=Uo+UΩmcosΩt

若2、14腳兩端外接LC諧振回路的等效諧振電阻為RL

，則2(或14)腳與地之間的負(fù)載為RL

由式(4-50)可推出變壓器次級(jí)回路輸出的調(diào)幅波電壓為：

如果uy=uΩ=UΩmcosΩt

這種調(diào)制是在高頻功率放大器中進(jìn)行的，通常分為：5.3振幅調(diào)制電路AM信號(hào)大都用于無線電廣播，因此多用于高電平調(diào)制。5.3.2高電平調(diào)幅電路

基極調(diào)幅(BaseAM)集電極調(diào)幅電路(CollectorAM)RbCbVTCCcT1T2T3Libo

電路中Cb為高頻旁路電容；Cc對(duì)高頻旁路，而對(duì)低頻調(diào)制信號(hào)呈高阻抗；Rb為基極自給偏壓電阻。放大器工作在丙類狀態(tài)，集電極電路中除直流電壓EC外，還串有調(diào)制信號(hào)集電極有效動(dòng)態(tài)電源為：

+uc-+uΩ-+uo-+ECUC(t)1.集電極調(diào)幅電路

臨界過壓欠壓ECuΩ(t)UC(t)iC1m(t)icicuCEEcuΩ(t)ic

tiC1

tUc(t)

tuBEmaxVTT1T2LCLBC1Ce1Ce2CCC2C3C4CReR1R2

在基極調(diào)幅電路中：LC高頻扼流圈，LB低頻扼流圈，Ce1、Ce2、C2、C3、C4、CC

高頻旁路電容，Re射極偏置電阻。低頻調(diào)制信號(hào)uΩ(t)通過耦合電容C1加在電感線圈LB上。電源EC經(jīng)R1、R2分壓為基極提供直流偏置電壓UBO

，即基極有效動(dòng)態(tài)偏壓為：基極調(diào)幅電路的調(diào)幅效率較低（欠壓），但所要求基極輸入調(diào)制信號(hào)的功率較小。ECUBO+-+uc-+uΩ-+uo-UB(t)2.基極調(diào)幅電路

icuCEuBEmax臨界過壓欠壓UBouΩ(t)UB(t)ic1m(t)uCE

tic1

tic

tuΩ(t)ic解調(diào)是調(diào)制的逆過程，是從高頻已調(diào)波中恢復(fù)出原低頻調(diào)制信號(hào)的過程。從頻譜上看，解調(diào)也是一種信號(hào)頻譜的線性搬移過程，是將高頻端的信號(hào)頻譜搬移到低頻端，解調(diào)過程是和調(diào)制過程相對(duì)應(yīng)的，不同的調(diào)制方式對(duì)應(yīng)于不同的解調(diào)。振幅調(diào)制過程：

解調(diào)過程

AM調(diào)制

DSB調(diào)制

SSB調(diào)制包絡(luò)檢波：

同步檢波：

峰值包絡(luò)檢波平均包絡(luò)檢波

乘積型同步檢波

疊加型同步檢波

5.4調(diào)幅信號(hào)的解調(diào)

5.4.1調(diào)幅解調(diào)的方法

1包絡(luò)檢波

休息1休息1t調(diào)幅波調(diào)幅波頻譜ωc+Ωωc-Ωωcω輸出信號(hào)頻譜Ωω包絡(luò)檢波輸出t

非線形電路低通濾波器t調(diào)幅波t調(diào)幅波t調(diào)幅波包絡(luò)檢波輸出t包絡(luò)檢波輸出t包絡(luò)檢波輸出t

由于DSB和SSB信號(hào)的包絡(luò)不同于調(diào)制信號(hào)，不能用包絡(luò)檢

波器，只能用同步檢波器，但需注意同步檢波過程中，為了正常解調(diào)，必須恢復(fù)載波信號(hào)，而所恢復(fù)的載波必須與原調(diào)制載波同步（即同頻同相）。

乘法器低通濾波器uDSBu'ou'Ω2同步檢波包絡(luò)檢波器

加法器uDSBu'ou'Ω仿真uAM解調(diào)載波休息1休息1

(1)電壓傳輸系數(shù)Kd

3.檢波電路的主要技術(shù)指標(biāo)

是指檢波電路的輸出電壓和輸入高頻電壓振幅之比。

當(dāng)檢波電路的輸入信號(hào)為高頻等幅波，即ui(t)=Uimcosωct時(shí)，Kd定義為輸出直流電壓Uo與輸入高頻電壓振幅Uim的比值，即

當(dāng)輸入高頻調(diào)幅波ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct時(shí)，Kd定義為輸出低頻信號(hào)Ω分量的振幅UΩm與輸入高頻調(diào)幅波包絡(luò)變化的振幅maUim的比值，即

(2)等效輸入電阻Rid

因?yàn)闄z波器是非線性電路，Rid的定義與線性放大器是不相同的。Rid定義為輸入高頻等幅電壓的振幅Uim，與輸入端高頻脈沖電流基波分量的振幅之比，即

(3)非線性失真系數(shù)Kf

非線性失真的大小，一般用非線性失真系數(shù)Kf表示。當(dāng)輸入信號(hào)為單頻調(diào)制的調(diào)幅波時(shí)，Kf定義為

式中，UΩ、U2Ω、U3Ω…分別為輸出電壓中調(diào)制信號(hào)的基波和各次諧波分量的有效值。

(4)高頻濾波系數(shù)F

休息1休息1

檢波器輸出電壓中的高頻分量應(yīng)該盡可能的被濾除，以免產(chǎn)生高頻寄生反饋，導(dǎo)致接收機(jī)工作不穩(wěn)定。

高頻濾波系數(shù)的定義為，輸入高頻電壓的振幅Uim與輸出高頻電壓的振幅Uoωm的比值，即在輸入高頻電壓一定的情況下，濾波系數(shù)F越大，則檢波器輸出端的高頻電壓越小，濾波效果越好。通常要求F≥(50～100)。

5.4.2二極管大信號(hào)包絡(luò)檢波器

休息1休息11.大信號(hào)包絡(luò)檢波的工作原理

(1)電路組成

ZL+-uiVDRC+-uiRui+-Crd它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。

RC低通濾波電路有兩個(gè)作用：

①對(duì)低頻調(diào)制信號(hào)uΩ來說，電容C的容抗，電容C相當(dāng)于開路，電阻R就作為檢波器的負(fù)載，其兩端產(chǎn)生輸出低頻解調(diào)電壓

②對(duì)高頻載波信號(hào)uc來說，電容C的容抗，電容C相當(dāng)于短路，起到對(duì)高頻電流的旁路作用，即濾除高頻信號(hào)。

理想情況下，RC低通濾波網(wǎng)絡(luò)所呈現(xiàn)的阻抗為:

1.大信號(hào)包絡(luò)檢波的工作原理休息1休息1(2)工作原理分析

+

uD-+-uoiduD=ui-uoRi充+-uoi放+-ui+-uiVDRCui+-Crd

當(dāng)輸入信號(hào)ui(t)為調(diào)幅波時(shí)，那么載波正半周時(shí)二極管正向?qū)ǎ斎敫哳l電壓通過二極管對(duì)電容C充電，充電時(shí)間常數(shù)為rdC。因?yàn)閞dC較小，充電很快，電容上電壓建立的很快,輸出電壓uo(t)很快增長(zhǎng)。

作用在二極管VD兩端上的電壓為ui(t)與uo(t)之差，即uD=ui-uo。所以二極管的導(dǎo)通與否取決于uD

當(dāng)uD=ui-uo>0，二極管導(dǎo)通；當(dāng)uD=ui-uo<0

，二極管截止。

ui(t)達(dá)到峰值開始下降以后，隨著ui(t)的下降，當(dāng)ui(t)=uo(t)，即uD=ui-uo=0時(shí)，二極管VD截止。C把導(dǎo)通期間儲(chǔ)存的電荷通過R放電。因放電時(shí)常數(shù)RC較大，放電較緩慢。

檢波器的有用輸出電壓：uo(t)=uΩ(t)+UDCUDCuΩ(t)tuo(t)Δucui(t)uo(t)ui(t)與uo(t)tididi充i充i放i放+-+-仿真檢波器的實(shí)際輸出電壓為：uo(t)+Δuc=uΩ(t)+UDC+Δuc當(dāng)電路元件選擇正確時(shí)，高頻紋波電壓Δuc很小，可以忽略，輸出電壓為：

uo(t)=uΩ(t)+UDC包含了直流及低頻調(diào)制分量。

圖(a)：電容Cd的隔直作用，直流分量UDC被隔離，輸出信號(hào)為解調(diào)恢復(fù)后的原調(diào)制信號(hào)uΩ，一般常作為接收機(jī)的檢波電路。

圖(b)：電容Cφ的旁路作用，交流分量uΩ(t)被電容Cφ旁路，輸出信號(hào)為直流分量UDC，一般可作為自動(dòng)增益控制信號(hào)（AGC信號(hào)）的檢測(cè)電路。

休息1休息1UDCuΩ(t)Δuctuo(t)ui(t)uo(t)ui(t)與uo(t)t

峰值包絡(luò)檢波器的應(yīng)用型輸出電路

+-UDC（b）ui+-CVDRφRCφ+-uoui+-CVDRL+-uΩRCd+UDC

-+-uo（a）仿真若設(shè)輸入信號(hào)輸出信號(hào)為,則加在二極管兩端的電壓uDiDuoUimθ如果以右圖所示的折線表示二極管的伏安特征曲線（注意在大信號(hào)輸入情況下是允許的），則有：當(dāng)時(shí)有：可見有兩部分：低頻調(diào)制分量：其中：直流分量：(1)電壓傳輸系數(shù)Kd

（檢波效率）定義：2.

電路主要性能指標(biāo)

休息3休息1休息2+uD-ui+-CVDR+-uo有為電流導(dǎo)通角。其中另外，還可以證明導(dǎo)通角的表達(dá)式：而當(dāng)很大時(shí)，(如>50)代入上式可得：（2）檢波的等效輸入電阻

峰值檢波器常作為超外差接收機(jī)中放末級(jí)的負(fù)載，故其輸入阻抗對(duì)前級(jí)的有載Q值及回路阻抗有直接影響，這也是峰值檢波器的主要缺點(diǎn)。討論：①當(dāng)VD和R確定后，θ即為恒定值，與輸入信號(hào)大小無關(guān)，亦即檢波效率恒定，與輸入信號(hào)的值無關(guān)。表明輸入已調(diào)波的包絡(luò)與輸出信號(hào)之間為線性關(guān)系，故稱為線性檢波

則輸出信號(hào)為：②

當(dāng)?shù)硐胫狄话惝?dāng)，一般計(jì)算方法為：當(dāng)輸入信號(hào)為：

檢波器的輸入電阻Rid是為研究檢波器對(duì)其輸入諧振回路影響的大小而定義的，因而，Rid是對(duì)載波頻率信號(hào)呈現(xiàn)的參量。若設(shè)輸入信號(hào)為等幅載波信號(hào)休息3休息1休息2+-uo中放末級(jí)RsVDRCsCLsisRid+-uiKdUimui(t)t

忽略二極管導(dǎo)通電阻rd上的損耗功率，由能量守恒的原則，檢波器輸入端口的高頻功率

全部轉(zhuǎn)換為輸出端負(fù)載電阻R上消耗的功率

即有

又因Kd=cosθ≈1

所以

(1)

惰性失真會(huì)造成輸出波形不隨輸入信號(hào)包絡(luò)而變化，從而產(chǎn)生失真，這種失真是由于電容放電惰性引起的，故稱為惰性失真。

在二極管峰值型檢波器中，存在著兩種特有失真：

惰性失真

底部切割失真3.

檢波器的失真

一般為了提高檢波效率和濾波效果，（C越大，高頻波紋越小），總希望選取較大的R，C值，但如果R，C取值過大，使R，C的放電時(shí)間常數(shù)所對(duì)應(yīng)的放電速度小于輸入信號(hào)(AM)包絡(luò)下降速度時(shí)，(2)產(chǎn)生惰性失真的原因：

輸入AM信號(hào)包絡(luò)的變化率>RC放電的速率(3)避免產(chǎn)生惰性失真的條件：

在任何時(shí)刻，電容C上電壓的變化率應(yīng)大于或等于包絡(luò)信號(hào)的變化率，即仿真休息3休息1休息2tui(t)與uc(t)uc(t)ui(t)另外，在二極管截止瞬間，電容兩端所保持的電壓近似等于輸入信號(hào)的峰值。即若設(shè)輸入信號(hào)AM信號(hào)：包絡(luò)信號(hào)為：在t1時(shí)刻包絡(luò)的變化率:那么電容C通過R放電的電壓關(guān)系為：

時(shí)刻不產(chǎn)生惰性失真的條件為：所以要求在(4)分析：則有：實(shí)際上不同的，和下降速度不同。為在任何時(shí)刻都避免產(chǎn)生惰性失真，必須保證A值取最大時(shí)仍有故令:休息3休息1休息2即：可解得：有

實(shí)際應(yīng)用中，由于調(diào)制信號(hào)總占有一定的頻帶(Ωmin～Ωmax)，并且各頻率分量所對(duì)應(yīng)的調(diào)制系數(shù)ma也不相同，設(shè)計(jì)檢波器時(shí)，應(yīng)該用最大調(diào)制度mmax和最高調(diào)制頻率Ωmax來檢驗(yàn)有無惰性失真，其檢驗(yàn)公式為可見，ma，Ω越大，信號(hào)包絡(luò)變化越快，要求RC的值就應(yīng)該越小。仿真

Uim(1-ma)(2)底部切割失真1)原因：一般為了取出低頻調(diào)制信號(hào)，檢波器與后級(jí)低頻放大器的連接如圖所示，為能有效地傳輸檢波后的低頻調(diào)制信號(hào)，要求：Uim

UR二極管截止，檢波輸出信號(hào)不跟隨輸入調(diào)幅波包絡(luò)的變化而產(chǎn)生失真。當(dāng)UR>

Uim(1-ma)UR休息3休息1休息2仿真或

通常Cd取值較大(一般為5～10μF)，在Cd兩端的直流電壓UDC，大小近似等于載波電壓振幅UDC=KdUim

UDC經(jīng)R和RL分壓后在R上產(chǎn)生的直流電壓為：

由于UR對(duì)檢波二極管VD來說相當(dāng)于一個(gè)反向偏置電壓，會(huì)影響二極管的工作狀態(tài)。

在輸入調(diào)幅波包絡(luò)的負(fù)半周峰值處可能會(huì)低于UR,

顯然，RL越小，UR分壓值越大，底部切割失真越容易產(chǎn)生；另外，ma值越大，調(diào)幅波包絡(luò)的振幅maUim越大，調(diào)幅波包絡(luò)的負(fù)峰值Uim(1-ma)越小，底部切割失真也越易產(chǎn)生。

后級(jí)放大器ui+-CRLRVDCd+UDC

-+-UR+uΩ(t)-

要防止這種失真，必須要求調(diào)幅波包絡(luò)的負(fù)峰值Uim(1-ma)

大于直流電壓UR。即避免底部切割失真的條件為：

式中，RΩ=RL//R為檢波器輸出端的交流負(fù)載電阻，而R為直流負(fù)載電阻。

這一結(jié)果表明，為防止底部切削失真，檢波器交流負(fù)載與直流負(fù)載之比應(yīng)大于調(diào)幅波的調(diào)制度m。因此必須限制交、直流負(fù)載的差別。在工程上，減小檢波器交、直流負(fù)載的差別有兩種常用的措施：一是在檢波器與低放級(jí)之間插入高輸入阻抗的射極跟隨器;二是將R分成R1和R2，R=R1+R2。此時(shí)，R==R1+R2

，R≈=R1+R2∥Rg，如圖5-44所示。圖5-44減小底部切削失真的電路一般：

(1)

回路有載要大：這應(yīng)該從選擇性及通頻帶的要求來考慮。為高頻載波周期(2)

為發(fā)保證輸出的高頻紋波小要求：

即4.檢波器設(shè)計(jì)及元件參數(shù)的選擇

(3)

為了減少輸出信號(hào)的頻率失真（輸出信號(hào)為一個(gè)低頻限帶信號(hào)）要求：

ΩminΩmax(4)

為了避免惰性失真：要求：(5)

為了避免底部切割失真：或+-uΩ中放末級(jí)RidRLCVDRCsLsRsisCd

疊加型乘積型同步檢波器可分為：三﹑同步檢波(SynchronousDetection)注意：兩種檢波器都需要接收端恢復(fù)載波1.

乘積型乘法器低通濾波器uDSBu'c

本地載波uΩ(t)設(shè)輸入已調(diào)波：

而恢復(fù)的本地載波為：

則相乘器輸出為：則經(jīng)低通濾波器后的輸出信號(hào)為：令休息1休息2本地載波DSB信號(hào)討論：(1)當(dāng)恢復(fù)的本地載波與發(fā)射端的調(diào)制載波同步（同頻，同相）則有：無失真將調(diào)制信號(hào)恢復(fù)出來(2)若本地載波與調(diào)制載波有頻差，即：即引起振幅失真。則引入一個(gè)振幅的衰減因子，如果隨時(shí)間變化，也會(huì)引起振幅失真。仿真乘法器低通濾波器uDSBu'c

本地載波uΩ(t)(3)若本地載波與調(diào)制載波有相位差，即：乘積型同步檢波器的實(shí)用電路

休息1休息2低通濾波器諧振限幅放大器乘法器CDIoyRw-15V-15V15kΩRφ+15VR13-EEVT35.1kΩRwx121kΩ100kΩ121kΩR11Rc141294Rc8133R327+15V561011IoxRwZEC=15V-+11kΩ1MΩ25kΩ-15V10kΩ10kΩRwy2kΩ2kΩRxRyBG314（MC1595）AVT1VT2LC510Ω510ΩfoCφ

諧振限幅放大器

乘法器

低通濾波器CD49uAMuΩu'cu'ΩuΩuxuyuAMu'ΩuAM注意點(diǎn)：(1)同步解調(diào)的關(guān)鍵是乘積項(xiàng)，即以前介紹的具有乘積項(xiàng)的線性頻譜搬移電路，只要后接低通濾波器都可實(shí)現(xiàn)乘積型同步檢波。(2)同步檢波無失真的關(guān)鍵是同步的本地載波(AM:直接提取載波；DSB:平方再分頻；SSB:發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)、晶體振蕩器。2.

疊加型同步檢波器

相加器包絡(luò)濾波器uDSBu'c

本地載波uΩuAM休息1休息2(2)疊加型同步檢波器工作原理

+

uc-+-uΩVDRC+-uSSB+-uSSB+

uc-T1T2uduc

本地載波相加器包絡(luò)濾波器uSSBuΩud設(shè)輸入單頻調(diào)制的單邊帶信號(hào)(上邊帶)為：本地載波信號(hào)為

式中由于包絡(luò)檢波器對(duì)相位不敏感，只討論包絡(luò)的變化：

休息1休息2式中，m=USSB/Uo。當(dāng)，m<<1，即Uo>>USSB時(shí)，利用到公式

如果設(shè)包絡(luò)檢波器的電壓傳輸系數(shù)為Kd，那么ud經(jīng)包絡(luò)檢波器后，輸出電壓為繼續(xù)返回思考乘積型可對(duì)AM、DSB、SSB中哪幾個(gè)檢波？疊加型電路能否用乘積型原理解釋？+

uc-+-uΩVDRC+-uSSB+-uSSB+

uc-T1T2思考乘積型可檢波AM、DSB、SSB信號(hào)疊加型電路可用乘積型原理解釋：忽略輸出反作用（考慮輸出（其頻譜結(jié)構(gòu)已知）反作用只影響幅度大小，不影響輸出頻譜。）輸出電流可用“回路電導(dǎo)*開關(guān)函數(shù)*輸入電壓”表示，那么必然包含開關(guān)函數(shù)里的載波分量和輸入電壓里的調(diào)制信號(hào)分量的乘積項(xiàng)！那么通過后面的低通濾波即可檢波。+

uc-+-uΩVDRC+-uSSB+-uSSB+

uc-T1T25.5混頻器原理及電路

一混頻概述二混頻電路三混頻器的干擾返回5.5混頻器原理及電路

為什么混頻？在接收機(jī)中，接收到的信號(hào)是微V級(jí)別，包絡(luò)檢波器要求大于0.5V，這需要很大放大倍數(shù)，如果在高頻段放大，存在穩(wěn)定性問題，所以降低高頻段的增益，混頻到中頻段再進(jìn)行放大。中頻是固定，所以容易設(shè)計(jì)成穩(wěn)定的，所以可以中頻放大到足夠的幅度，提高靈敏度。降低濾波器設(shè)計(jì)難度。便于多頻段工作等等注意：混頻的輸入信號(hào)不僅僅局限于調(diào)幅波，對(duì)調(diào)頻波、調(diào)相波、數(shù)字調(diào)制的皆可以混頻。返回5.5.1混頻器原理

1.混頻器的變頻作用

混頻器是頻譜的線性搬移電路，是一個(gè)三端口（六端）網(wǎng)絡(luò)本地振蕩信號(hào)

一個(gè)中頻輸出信號(hào)：兩個(gè)輸入信號(hào)與輸出信號(hào)之間的關(guān)系：

的包絡(luò)形狀相同，頻譜結(jié)構(gòu)相同，只是填充頻譜不同，即，其中心頻率：

其中5.5混頻器原理及電路

返回休息1休息2uc(fc)uL(fL)uI(fI)混頻器tuc(t)tuI(t)tuL(t)有兩個(gè)輸入信號(hào)：

高頻調(diào)制波

fcfc+Ffc+Ffuc的頻譜fcfLfuL的頻譜fIfI+FfI+FfuI的頻譜tuc(t)tuc(t)tuL(t)tuL(t)tuI(t)tuI(t)

混頻器是頻譜的線性搬移電路，完成頻譜線性搬移功能的關(guān)鍵是獲得兩個(gè)輸入信號(hào)的乘積項(xiàng)，具有這個(gè)乘積項(xiàng)，就可以實(shí)現(xiàn)所需的頻譜線性搬移功能。

2Ωmax

ωI=ωL-ωc乘法器

帶通濾波器混頻器的一般結(jié)構(gòu)框圖設(shè)輸入已調(diào)波信號(hào)：那么兩信號(hào)的乘積項(xiàng)為：

2.混頻器的基本工作原理：ωLuLωL-ωcωL+ωcuI

本振信號(hào):ucωc如果帶通濾波器的中心頻率為

,帶寬

則經(jīng)帶通濾波器的輸出為：仿真uI返回ucuL休息1休息2可見輸出中頻信號(hào)的包絡(luò)形狀沒有變化，只是填充頻率由

變化成

uLuc

非線形元件

帶通濾波器(1)調(diào)幅(DSB為例)

uΩ乘法器帶通濾波器uDSBuo2Ωmaxωo（2）檢波

uDSB乘法器低通濾波器uouΩΩmax（3）混頻

uDSB=uc乘法器uL帶通濾波器uIωI=ωL-ωcωLωc3.振幅調(diào)制、檢波與混頻器的相互關(guān)系

ωI=ωL-ωC2Ωmax返回仿真2仿真1仿真3休息1休息2因?yàn)榛祛l器常作為超外差接收系統(tǒng)的前級(jí)，對(duì)接收機(jī)整機(jī)的噪聲系數(shù)影響大。所以希望混頻級(jí)的越小越好。(1)變頻增益：

變頻電壓增益:

變頻功率增益

:(2)噪聲系數(shù):

5.5.2混頻器主要性能指標(biāo)

(3)失真與干擾變頻器的失真主要有:頻率失真（線性失真：幅度和相位失真）

非線性失真(4)選擇性

在混頻器中，由于各種原因總會(huì)混入很多與中頻頻率接近的干擾信號(hào),

為了抑制不需要的干擾，要求中頻輸出回路具有良好的選擇性，矩形系數(shù)趨近于1。(5)線性：頻率上是非線性的，幅度上是線性的，用3dB壓縮電平表示。高質(zhì)量通信設(shè)備中以及工作頻率較高時(shí)，常使用平衡型混頻器環(huán)形混頻器優(yōu)點(diǎn)：噪聲低，電路簡(jiǎn)單，組合分量少。例1.二極管平衡混頻器

設(shè)輸入信號(hào)本振信號(hào):若

則輸出電壓:5.5.3實(shí)用混頻電路

如果輸出中頻濾波器的中心頻率為:則輸出電壓

而環(huán)形混頻器的輸出是平衡混頻器輸出的2倍。且減少了輸出信號(hào)頻譜中組合頻率分量,即減少了混頻器所特有的組合頻率干擾。仿真休息1休息2+uI_+uL

-+uc-VD1VD22CRL2LT1T2+uL

-T3uc+-uc+-1.二極管混頻器

利用第4章所述的時(shí)變跨導(dǎo)電路，可構(gòu)成晶體管混頻器。由于時(shí)變偏置電壓

如果則集電極電流為2.晶體三極管混頻器

其中為時(shí)變跨導(dǎo)，受的控制,而輸入信為:利用付里葉級(jí)數(shù)可將展開成:如果輸出回路的諧振頻率為，而

選出的中頻電流為：

uc+-+-uLEBECVTCLUB(t)ic其中變頻跨導(dǎo)：

變頻(混頻)增益Au為：中頻輸出電壓uI為：雙極型晶體三極管混頻器基本電路的交流通道

:共射極混頻電路：本振信號(hào)由基極串聯(lián)方式注入本振信號(hào)由射極注入

共基極混頻電路：

(a)uc+-uL+-LCVT(d)uL+-uc+-LCVT(c)uc+-+-uLLCVT(b)LCuL+-uc+-VTCLEDRgRs

FET混頻器的轉(zhuǎn)移特性是平方律，輸出電流中的組合頻率分量比BJT混頻器少得多，故其互調(diào)失真低。FET混頻器容許的輸入信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍也較大。因此，盡管FET混頻器的變頻增益比BJT混頻器低，卻在短波、超短波接收機(jī)中獲得了廣泛應(yīng)用。設(shè)輸入已調(diào)制信號(hào)：uc=Uc(t)cosωct3FET混頻電路uI右圖為FET混頻器原理電路其中，Uc(t)=Ucm(1+macosΩt)本振電壓uL=ULcosωLt

LC回路調(diào)諧在中頻ωI=ωL-ωc或ωI=ωc-ωL，通頻帶B=2Ω，回路的諧振阻抗為RL

。柵—源間的電壓uGS為：

uGS=UGSQ+uc-uL=UGSQ+Uc(t)cosωct-ULcosωLt

轉(zhuǎn)移特性為平方律關(guān)系，即：式中，UGS（off）為FET管的夾斷電壓，IDSS為漏極飽和電流。恒流區(qū)內(nèi)的漏極電流為:

ucuLuGSiD式中，k1、k2、k3、k4為常數(shù)。可見，iD(t)中含有差頻(ωc-ωL)電流分量，其幅值正比于Uc(t)為:

通過漏極LC負(fù)載回路選頻后，輸出的中頻電壓為:

6.8kΩCEC=15V1413.3kΩ1294813313kΩ10kΩ27-EE=-15V+15V561011-15V10kΩ10kΩRwxRwy2kΩ2kΩ8.2kΩ8.2kΩ

BG314(MC1595)LN1N2BG314構(gòu)成的混頻電路，如果本振電壓uL、高頻信號(hào)電壓uc分別從4、9腳輸入，BG314的輸出端2、14腳間接LC諧振回路。設(shè)輸入已調(diào)高頻信號(hào):

4.模擬乘法器混頻電路

仿真休息1休息2uLucuIuc=Uc(t)cosωct

本振電壓:uL=ULcosωLt

LC回路的諧振頻率ωI=ωL-ωc，其帶寬B≥2Ω，回路諧振阻抗為RP,，變壓比為n=N2／N1，輸出中頻信號(hào)電壓uI為:

混頻增益Au為

:

由于混頻器是依靠非線性元件來實(shí)現(xiàn)變頻，而通過非線性元件的信號(hào)將含有許多頻率成份

,(p,q=0,1,2,3,….)uc(fc)uL(fL)uI(fI)un(f

n)非線形元件中頻濾波器uo(

)如果設(shè)輸入信號(hào)為

,本振頻率信號(hào)為則通過

非線性元件的信號(hào)

，其中

而這

些組合頻率的信號(hào)中只要和中頻頻率

相同或接近，

都會(huì)和有用信號(hào)一起被選出，并送到后級(jí)中放，經(jīng)放大后解調(diào)輸出而引起串音，嘯叫和各種干擾，從而影響有用信號(hào)的正常工作。

三混頻器的干擾一般混頻器存在下列干擾：

(1)干擾哨聲：接收的射頻信號(hào)

與本振信號(hào)

的自身組合干擾，即

B(2)副波道干擾：外來干擾信號(hào)

與本振信號(hào)

的組合頻率產(chǎn)生的干擾

(3)交叉調(diào)制干擾：有用信號(hào)

與干擾信號(hào)混頻產(chǎn)生的干擾。(4)互調(diào)干擾：指兩個(gè)或多個(gè)信號(hào)同時(shí)作用在混頻器輸入端，經(jīng)混頻產(chǎn)生的組合分量而形成的干擾。(5)阻塞干擾(6)倒易混頻

fI1.信號(hào)與本振信號(hào)的自身組合干擾（干擾哨聲）如果中頻，則除的中頻被選出外，還有可能選出其它的組合頻率：即

所以有

其中稱為變頻比。

顯然當(dāng)變頻比一定時(shí)，并能找到對(duì)應(yīng)的整數(shù)p,q時(shí)，就會(huì)形成自身組合干擾。

例：調(diào)幅廣播接收機(jī)的中頻

，某電臺(tái)發(fā)射頻率當(dāng)接收該電臺(tái)廣播時(shí)，接收機(jī)的本振頻率

由于變頻比

可推算出：

當(dāng)，

，可得設(shè)輸入高頻信號(hào)的載頻為

，本振信號(hào)，則

經(jīng)過混頻器后產(chǎn)生的頻率為，其中p,q=0,1,2,…由于組合頻率與中頻差

1KHz，可以通過中頻通道而形成干擾。（三階干擾）另外，當(dāng)p=3,q=5時(shí)，可得：,也可以通過中頻通道而形成干擾。（8階干擾）。

注意點(diǎn):(1)自身組合干擾與外來干擾無關(guān)，不能靠提高