幾個(gè)簡(jiǎn)單的simulink仿真模型

頻分復(fù)用和超外差接收機(jī)仿真目的1熟悉Simulink模型仿真設(shè)計(jì)方法2掌握頻分復(fù)用技術(shù)在實(shí)際通信系統(tǒng)中的使用3理解超外差收音機(jī)的接收原理內(nèi)容設(shè)計(jì)一個(gè)超外差收接收機(jī)系統(tǒng)，其中發(fā)送方的基帶信號(hào)分別為1000Hz的正弦波和500Hz的方波，兩路信號(hào)分別采用1000kHz和1200kHz的載波進(jìn)行幅度調(diào)制，并在同一信道中進(jìn)行傳輸。要求采用超外差方式對(duì)這兩路信號(hào)進(jìn)行接收，并能夠通過(guò)調(diào)整接收方的本振頻率對(duì)解調(diào)信號(hào)進(jìn)行選擇。原理超外差接收技術(shù)廣泛用于無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中，基本的超外差收音機(jī)的原理框圖如圖所示:圖1-1超外差收音機(jī)基本原理框圖從圖中可以看出，超外差接收機(jī)的工作過(guò)程一共分為混頻、中頻放大和解調(diào)三個(gè)步驟，現(xiàn)分別敘述如下:混頻：由天線(xiàn)接收到的射頻信號(hào)直接送入混頻器進(jìn)行混頻，混頻所使用的本機(jī)振蕩信號(hào)由壓控振蕩器產(chǎn)生，并可根據(jù)調(diào)整控制電壓隨時(shí)調(diào)整振蕩頻率，使得器振蕩頻率始終比接收信號(hào)頻率高一個(gè)中頻頻率，這樣，接受信號(hào)和本機(jī)振蕩在混頻器中進(jìn)行相乘運(yùn)算后，其差頻信號(hào)的頻率成分就是中頻頻率。其頻譜搬移過(guò)程如下圖所示:

RF輸入團(tuán)4.11超外差收音機(jī)的混頻器輸入輸出頻譜示意圖RF輸入團(tuán)4.11超外差收音機(jī)的混頻器輸入輸出頻譜示意圖/(kHz)圖1-2超外差接收機(jī)混頻器輸入輸出頻譜中頻放大：從混頻模塊輸出的信號(hào)中包含了高頻和中頻兩個(gè)頻率成分，這樣一來(lái)只要采用中頻帶通濾波器選出進(jìn)行中頻信號(hào)進(jìn)行放大，得到中頻放大信號(hào)。解調(diào)：將中頻放大后的信號(hào)送入包絡(luò)檢波器，進(jìn)行包絡(luò)檢波，并解調(diào)出原始信號(hào)。步驟1、設(shè)計(jì)兩個(gè)信號(hào)源模塊，其模塊圖如下所示，兩個(gè)信號(hào)源模塊的載波分別為1000kHz,和1200kHz,被調(diào)基帶信號(hào)分別為1000Hz的正弦波和500Hz的三角波，并將其封裝成兩個(gè)子系統(tǒng)，如下圖所示：示：圖1-2信源子系統(tǒng)模型圖2、 為了模擬接收機(jī)距離兩發(fā)射機(jī)距離不同引起的傳輸衰減，分別以Gain1和Gain2模塊分別對(duì)傳輸信號(hào)進(jìn)行衰減，衰減參數(shù)分別為0.1和0.2。最后在信道中加入均值為0，方差為0.01的隨機(jī)白噪聲，送入接收機(jī)。3、 接收機(jī)將收到的信號(hào)直接送入混頻器進(jìn)行混頻，混頻所使用的本機(jī)振蕩信號(hào)由壓控振蕩器產(chǎn)生，其中壓控振蕩器由輸入電壓進(jìn)行控制，設(shè)置SliderGain模塊，使輸入?yún)?shù)在500至1605可調(diào)，從而實(shí)現(xiàn)本振的頻率可控。壓控振蕩器的本振頻率設(shè)為465kHz,靈敏度設(shè)為1000HZ/V。4、 混頻后得到的信號(hào)送入中頻濾波器AnalogFilterDesign1進(jìn)行帶通濾波，濾波器階數(shù)設(shè)置為1,帶寬為12kHz，中心頻率為465kHz,從而濾出中頻信號(hào)。

5、對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行20倍的增益后，再次經(jīng)過(guò)AnalogFilterDesign2進(jìn)行中頻濾波，進(jìn)一步消除帶外噪聲。濾波器設(shè)置和前面相同6、經(jīng)過(guò)中頻濾波后，利用包絡(luò)檢波器進(jìn)行檢波（檢波器的上限和下限值分別設(shè)置為inf和0）,檢波輸出信號(hào)再通過(guò)帶寬為6kHz的低通濾波器輸出。7、設(shè)置系統(tǒng)仿真時(shí)間為0.01s,仿真步進(jìn)為6.23e-8，具體參數(shù)設(shè)置如下圖所示:Simulatio-nParametars:ch5e3camp-le3SolverWorkspaceI/0DiagnosticsAdvancedReal-TimeWorkshopSimulationtimeStarttime:Steptime:0.01Starttime:Steptime:0.01SolveroptionsMode:AutoMode:AutoFiweclstepsize:6.23e-80utpulciptions|RefireoutputRefinefactor:1|RefireoutputCancel圖1-3模型仿真參數(shù)設(shè)置8、調(diào)整壓控振蕩器的控制電壓信號(hào)，觀察接收波形的變化。并分別記錄當(dāng)輸出波形為正弦波和三角波時(shí)的壓控振蕩器輸出頻率。圖Cancel圖1-3模型仿真參數(shù)設(shè)置8、調(diào)整壓控振蕩器的控制電壓信號(hào)，觀察接收波形的變化。并分別記錄當(dāng)輸出波形為正弦波和三角波時(shí)的壓控振蕩器輸出頻率。圖1-4系統(tǒng)仿真模型圖畫(huà)出接收機(jī)正確解調(diào)時(shí)的接收波形記錄當(dāng)分別解調(diào)出兩路信號(hào)時(shí)，本振頻率分別為多少給出接收信號(hào)頻率和本振頻率的關(guān)系式二PSK數(shù)字傳輸系統(tǒng)仿真目的1進(jìn)一步掌握Simulink模型仿真設(shè)計(jì)方法深入理解PSK技術(shù)的工作原理了解在PSK下采用格雷碼映射技術(shù)的優(yōu)越性。內(nèi)容試建立一個(gè)n/8相位偏移的8PSK傳輸系統(tǒng)，觀察調(diào)制輸出信號(hào)通過(guò)加性高斯信道前后的星座圖，并比較輸入數(shù)據(jù)以普通二進(jìn)制映射和格雷碼映射兩種情況下的誤比特率。原理多進(jìn)制相移鍵控的特點(diǎn)：多進(jìn)制相移鍵控是利用載波的多個(gè)相位來(lái)代表多進(jìn)制符號(hào)或二進(jìn)制碼組，即一個(gè)相位對(duì)應(yīng)一個(gè)多進(jìn)制符號(hào)或者是一組二進(jìn)制碼組。在相同碼元寬度的情況下,M進(jìn)制的碼元速率要高，如在8PSK中，其碼元速率為log28 3,為2PSK的3倍，因此，多進(jìn)制相移鍵控具有更高的碼速率。采用不同的相位來(lái)代表多進(jìn)制符號(hào)一共有兩種不同的方案,分別是A方式相移系統(tǒng)和B方式相移系統(tǒng)，其相位矢量圖圖表示如下：

0TT8圖0TT8圖2-1兩種方式下的相移系統(tǒng)多進(jìn)制相移鍵控的抗噪聲性能：對(duì)于多進(jìn)制絕對(duì)移相（MPSK）,當(dāng)信噪比r足夠大時(shí)，誤碼率可近似為P二e-rsin2（兀/M）

e對(duì)于多進(jìn)制相對(duì)移相（MDPSK）,當(dāng)信噪比r足夠大時(shí)，誤碼率可近似為P=e-2rsin2（兀/2M）格雷碼映射：格雷碼是一種數(shù)字排序系統(tǒng)，其中的所有相鄰整數(shù)在它們的數(shù)字表示中只有一個(gè)數(shù)字不同。

它在任意兩個(gè)相鄰的數(shù)之間轉(zhuǎn)換時(shí)，只有一個(gè)數(shù)位發(fā)生變化。它大大地減少了由一個(gè)狀態(tài)到下一個(gè)狀態(tài)時(shí)邏輯的混淆。另外由于最大數(shù)和最小數(shù)之間也僅一個(gè)數(shù)不同，故通常又叫格雷反射碼或循環(huán)碼。二進(jìn)制碼和格雷碼的對(duì)照表如下所示：表2-1格雷碼和可自然二進(jìn)制數(shù)比較十進(jìn)制數(shù)自然二進(jìn)制數(shù)格雷碼十進(jìn)制數(shù)自然二進(jìn)制數(shù)格雷碼0000000007011101001000100018100011002001000119100111013001100101010101111401000110111011111050101011112110010106011001011311011011步驟1設(shè)置信號(hào)源為隨機(jī)整數(shù)發(fā)生器，將M-arynumber設(shè)置為8,采樣時(shí)間為le-3，信源輸出的隨機(jī)整數(shù)0~通過(guò)二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為3比特二進(jìn)制組后送入PSK基帶調(diào)制器。在PSK基帶調(diào)制器中，設(shè)置8PSK調(diào)制方式（M-arynumber設(shè)置為8），inputtype設(shè)置為Bit,星座映射設(shè)置為Binary或Gray，表示采用直接映射或格雷碼映射。相位偏移設(shè)置為pi/8，即采用B方式的相移系統(tǒng)。將經(jīng)過(guò)8PSK調(diào)制好的輸出信號(hào)送入到AWGN信道，其中設(shè)置AWGN模塊的Mode為：Variancefrommask，方差為0.02。經(jīng)過(guò)信道疊加了噪聲后，將信號(hào)送入到M-PSK基帶解調(diào)模塊，解調(diào)方式和調(diào)制方式對(duì)應(yīng)。分別將原始信號(hào)和經(jīng)過(guò)8PSK解調(diào)后的信號(hào)進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換后在ErrorRateCalculation中進(jìn)行比較，得到系統(tǒng)的誤碼率，其中Buffer模塊設(shè)置其輸出的緩沖大小為1,ErrorRateCalculation的Outputdata設(shè)置為Port,其余按照默認(rèn)設(shè)置。6分別在8PSK經(jīng)過(guò)信道前和經(jīng)過(guò)信道后放置星座圖顯示模塊，查看加入噪聲后的信號(hào)星座圖變化情況。HjndornInlAgarIrriagartoBrtOenei'dtor Com-irtarScjtloiFlotSc-^ttarPlotScopelSojpe圖2-3系統(tǒng)仿真模型圖UalixjlatioriC'：HjndornInlAgarIrriagartoBrtOenei'dtor Com-irtarScjtloiFlotSc-^ttarPlotScopelSojpe圖2-3系統(tǒng)仿真模型圖UalixjlatioriC'：＞?etsion1結(jié)果1、分別觀察當(dāng)信道噪聲方差0.02和0.05時(shí)，系統(tǒng)采用普通二進(jìn)制方式和格雷碼方式時(shí)的信噪比，并說(shuō)明其原因。

三用于載波提取的鎖相環(huán)仿真目的掌握鎖相環(huán)的基本原理了解鎖相環(huán)在載波提取中的作用了解平方環(huán)和科斯塔斯環(huán)的工作原理內(nèi)容設(shè)計(jì)兩個(gè)仿真模型，分別使用平方環(huán)和科斯塔斯環(huán)對(duì)抑制載波雙邊帶調(diào)制的模擬信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)。原理平方環(huán)設(shè)調(diào)制信號(hào)為皿(t中無(wú)直流分量，貝UDSB信號(hào)為1m21m2(t)cos2t2c3－1)3－2)接收端將該信號(hào)經(jīng)過(guò)一個(gè)平方律部件后得到m2(t)e(t)m2(t)cos2 t-c2在上式中m2(t)的均值是基帶信號(hào)的功率，是一個(gè)正的常數(shù)，因此上式中含有2c頻率分2量的諧波，用中心頻率為c的帶通濾波器將這一諧波分量選出后，再通過(guò)鎖相環(huán)選定，最后對(duì)鎖相環(huán)VCO輸出信號(hào)進(jìn)行2分頻即可恢復(fù)載波。平方環(huán)的原理框圖如下圖所示：圖3-1平方環(huán)載波提取原理框圖2科斯塔斯環(huán)利用平方環(huán)進(jìn)行解調(diào)時(shí)，需要三個(gè)乘法器，且鎖相環(huán)工作在載波的二倍頻上。如果載波頻率較高，鎖相環(huán)將需要工作在相當(dāng)高的頻率上，導(dǎo)致成本大大提高。因此，科斯塔斯環(huán)針對(duì)這一缺點(diǎn)進(jìn)行了改進(jìn)。本是采用科斯塔斯環(huán)法提取同步載波的?？扑顾弓h(huán)又稱(chēng)同相正交環(huán)，其原理框圖如下：

J低通V~7V2V_~4V_~6V1V35輸入已調(diào)信號(hào)輸出J低通V~7V2V_~4V_~6V1V35輸入已調(diào)信號(hào)輸出壓控振蕩器環(huán)路濾波器90。相移*低通圖3-2科斯塔斯環(huán)原理框圖在科斯塔斯環(huán)環(huán)路中，誤差信號(hào)V7是由低通濾波器及兩路相乘提供的。壓控振蕩器輸出信號(hào)直接供給一路相乘器，供給另一路的則是壓控振蕩器輸出經(jīng)90。移相后的信號(hào)。兩路相乘器的輸出均包含有調(diào)制信號(hào)，兩者相乘以后可以消除調(diào)制信號(hào)的影響，經(jīng)環(huán)路濾波器得到僅和壓控振蕩器輸出和理想載波之間相位差有關(guān)的控制電壓，從而準(zhǔn)確地對(duì)壓控振蕩器進(jìn)行調(diào)整，恢復(fù)出原始的載波信號(hào)。現(xiàn)在從理論上對(duì)科斯塔斯環(huán)的工作過(guò)程加以說(shuō)明。設(shè)輸入調(diào)制信號(hào)為m(t)cos°ct，則v二m(t)cos°tcos(°t+0)二m(t)[cos0+cos(2°t+0)]3—3)3—4)TOC\o"1-5"\h\z3 3—3)3—4)v二m(t)cos°tsin(°t+0)二 m(t)[sin0+sin(2°t+0)]\o"CurrentDocument"4 c c 2 c經(jīng)低通濾波器后，倍頻項(xiàng)被濾除，輸出分別為v二m(t)cos05 2v二m(t)sin062將v5和v6將v5和v6在相乘器中相乘,56v7得，1二vv二一m2(t)sin2056 8(3—5)中e是壓控振蕩器輸出信號(hào)和輸入信號(hào)載波之間的相位誤差,1m2(t)04(3—5)

當(dāng)0較小時(shí),(3—6)(3—6)中的v7大小和相位誤差0成正比，它就相當(dāng)于一個(gè)鑒相器的輸出。用v7去調(diào)整壓控振蕩器輸出信號(hào)的相位，最后使穩(wěn)定相位誤差減小到很小的數(shù)值。這樣壓控振蕩器的輸出就是所需提取的載波。步驟1、平方環(huán)載波恢復(fù)仿真模型的設(shè)計(jì)1） 仿真步進(jìn)設(shè)計(jì)為固定的10-6S，仿真計(jì)算采用Ode5算法，仿真時(shí)間設(shè)置為8e-3。2） 采用相乘法產(chǎn)生抑制載波調(diào)制信號(hào)，其中，基帶信號(hào)采用頻率為1KHz的正弦波信號(hào)，載波采用頻率為10KHz的正弦波，通過(guò)相乘器產(chǎn)生已調(diào)信號(hào)后送入噪聲方差為0.01的AWGN信道進(jìn)行傳輸。3） 在接收方，采用乘法器Product1完成平方功能，并將輸出信號(hào)通過(guò)中心頻率為20kHz的二階帶通濾波器選出載波的二次諧波，濾波器通帶可設(shè)置為19~21kHz。4） 采用Product2作為鎖相環(huán)的鑒相器，為模擬真實(shí)情況，并不將VC0的中心頻率完全設(shè)置為載波頻率的2倍，而是增加一個(gè)小的差值，如設(shè)置VC0的中心頻率為20.3kHz，控制靈敏度為4000Hz/V。則當(dāng)環(huán)路進(jìn)入鎖定時(shí)，VC0的輸出就是穩(wěn)定的載波二次諧波。5） 將得到的載波二次諧波通過(guò)計(jì)數(shù)器進(jìn)行二分頻后得到恢復(fù)載波，計(jì)數(shù)器設(shè)置為上升沿觸發(fā)，最大計(jì)數(shù)值為1，輸出端為計(jì)數(shù)輸出，輸出數(shù)據(jù)類(lèi)型為雙精度。計(jì)數(shù)器的初始狀態(tài)設(shè)置為0或1。6） 相干解調(diào)模塊可采用ManualSwitch來(lái)選擇理想載波或本地恢復(fù)載波來(lái)進(jìn)行，低通濾波器截止頻率根據(jù)基帶信號(hào)頻率進(jìn)行設(shè)計(jì)。圖3-3抑制載波雙邊帶調(diào)制、平方環(huán)載波恢復(fù)及相干解調(diào)模型2、科斯塔斯環(huán)載波恢復(fù)仿真模型的設(shè)計(jì)1） 仿真步進(jìn)設(shè)計(jì)為固定的10-6s，仿真計(jì)算采用ode5算法，仿真時(shí)間設(shè)置為8e-3。2） 采用相乘法產(chǎn)生抑制載波調(diào)制信號(hào)，其中，基帶信號(hào)采用頻率為1KHz的正弦波信號(hào)，載波采用頻率為10KHz的正弦波，通過(guò)相乘器產(chǎn)生已調(diào)信號(hào)后送入噪聲方差為0.01的AWGN信道進(jìn)行傳輸。3） 在接收方，將接收信號(hào)分兩路和VC0輸出的信號(hào)進(jìn)行鑒相，并通過(guò)低通濾波器（2階的巴特沃斯濾波器，截止頻率為1KHz）4） VCO的中心頻率設(shè)置為10.15kHz,壓控靈敏度為8000Hz/V。5） 零階保持器的采樣頻率按照仿真模型采樣頻率設(shè)置6） 利用AnalyticSignal模塊進(jìn)行希爾伯特變換，得到復(fù)數(shù)信號(hào)7） 利用ComplextoRealTmag將復(fù)數(shù)信號(hào)的實(shí)部，虛部分離出來(lái)，得到一對(duì)相互正交的正弦輸出

抑制載波雙邊帶調(diào)制的科斯塔斯環(huán)載波恢復(fù)和解調(diào)模型結(jié)果1、分析平方環(huán)載波提取系統(tǒng)的頻率跟蹤范圍，并測(cè)試其頻率跟蹤特性。2、觀察科斯塔斯環(huán)載波提取電路的載波恢復(fù)結(jié)果，并和發(fā)送方載波進(jìn)行比較，觀察兩者之間的區(qū)別c圖4-1直接序列擴(kuò)頻的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)c圖4-1直接序列擴(kuò)頻的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的信道以及接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖所示四擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的建模和仿真目的1、加深對(duì)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的理解2、了解直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的抗噪聲能力3、熟悉擴(kuò)頻碼在直序擴(kuò)頻中的作用內(nèi)容設(shè)計(jì)一個(gè)完整的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)模型，包含信號(hào)的產(chǎn)生，擴(kuò)頻，調(diào)制，解擴(kuò)，解調(diào)以及恢復(fù)的全過(guò)程，并通過(guò)信號(hào)的頻譜對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行分析。原理1、直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)擴(kuò)展頻譜調(diào)制是指已調(diào)信號(hào)帶寬遠(yuǎn)大于調(diào)制信號(hào)帶寬的任何調(diào)制體制；在這類(lèi)體制中已調(diào)信號(hào)的帶寬基本上和調(diào)制信號(hào)帶寬無(wú)關(guān)。直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)框圖如圖4-1所示，二進(jìn)制數(shù)據(jù)源a(t)通過(guò)乘法器和PN序列c(t)相乘,由于PN序列的碼元持續(xù)時(shí)間遠(yuǎn)小于數(shù)據(jù)源的碼元持續(xù)時(shí)間，因此得到的信號(hào)頻譜將大大擴(kuò)展，接下來(lái)將擴(kuò)展了頻譜的數(shù)字信號(hào)通過(guò)數(shù)字調(diào)制進(jìn)行發(fā)送，得到發(fā)射的擴(kuò)頻信號(hào)。其中，發(fā)射信號(hào)s(t)的表達(dá)式為s(t)=a(t)c(t)cos2nft

圖4-2直接序列擴(kuò)頻的接收機(jī)系統(tǒng)框圖接收方接收到的信號(hào)由擴(kuò)頻信號(hào)s(t)，噪聲信號(hào)n(t)以及干擾信號(hào)J(t)組成，由此可以得到接收信號(hào)r(t)的表達(dá)式：r(t)=s(t)+n(t)+J(t)當(dāng)接收機(jī)達(dá)到同步要求時(shí)，其本地?cái)U(kuò)頻序列和發(fā)射機(jī)擴(kuò)頻序列相同。解擴(kuò)也是以乘法器完成的，因此解擴(kuò)輸出信號(hào)m(t)為：m(t)=r(t)*c(t)=(s(t)+n(t)+J(t))c(t)=a(t)c2(t)cos2兀ft+n(t)c(t)+J(t)c(t)c由于擴(kuò)頻序列c(t)=±1，故上式第一項(xiàng)為s(t)，后面兩項(xiàng)屬于寬頻分量，可以通過(guò)濾波器濾除。步驟直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)：為保證頻譜的平滑，仿真參數(shù)如下圖所示：01IIUKUUrl“l(fā)it!Slaittine["OO Steplire:|lOX.nSdveroptereTppsc|01IIUKUUrl“l(fā)it!Slaittine["OO Steplire:|lOX.nSdveroptereTppsc|Variable-slap |dc!b45(DcfmandPrincB| ■Solvpi'MF/cfkipaceIJQ idvantszlReal!imeWoik^cpAbsoluteIdled仃匚匸MaxeIepsi比:Rdalivptdeiance:MinstepIralialsse:Outputcpbcini圖4-3系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置1、二進(jìn)制隨機(jī)數(shù)發(fā)生器模塊產(chǎn)生基帶二進(jìn)制信號(hào)，其采樣時(shí)間設(shè)置為0.01，這樣就可以得到數(shù)據(jù)率為100bps的基帶信號(hào)，由于擴(kuò)頻時(shí)，需要和數(shù)據(jù)率高于自己的擴(kuò)頻碼相乘，因此通過(guò)RateTransition模塊進(jìn)行速率調(diào)整，并通過(guò)UnipolartoBipolarConverter模塊進(jìn)行雙極性轉(zhuǎn)換，得到雙極性信號(hào)。2、 擴(kuò)頻碼由PN序列發(fā)生器產(chǎn)生，其中PN序列的生成多項(xiàng)式為［1000011］,初始狀態(tài)設(shè)置為［000001］由于采樣時(shí)間設(shè)定為1/2000，這樣，就能夠產(chǎn)生數(shù)據(jù)率為2Kbps的擴(kuò)頻碼3、 利用乘法器進(jìn)行擴(kuò)頻，然后將擴(kuò)頻信號(hào)送入到BPSK調(diào)制模塊進(jìn)行數(shù)字調(diào)制，并經(jīng)過(guò)速率轉(zhuǎn)換后按照1/8000的采樣時(shí)間進(jìn)行采樣保持(UnitDelay模塊)，最后通過(guò)頻譜儀顯示頻譜4、 為了觀察擴(kuò)頻前的信號(hào)頻譜，再將二進(jìn)制基帶信號(hào)通過(guò)采樣，然后觀察頻譜，其中UnitDelay模塊和第三步中的UnitDelay模塊設(shè)置一致。

□■BdmauljBinaryPNS^quiE-necFuileTrannbonllRiitLJClayiBP5KModunfcrBPSK[IB&IDDUH國(guó)"Biy[|Gcn-cr□■BdmauljBinaryPNS^quiE-necFuileTrannbonllRiitLJClayiBP5KModunfcrBPSK[IB&IDDUH國(guó)"Biy[|Gcn-crnlr-runipolar7D?■SipDlar

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C^nvcrbtrSip-diYUnipdarConv^rlarR對(duì)ETRInaticinzUnitDelay圖4-4直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)仿真模型完整的直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)和仿真1、將發(fā)射機(jī)模型封裝為一個(gè)子系統(tǒng)，如下圖所示：圖4-