測控技術第五章

測控技術第五章第1頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月一、引言1、計算機在數(shù)字化測控系統(tǒng)中的作用

把計算機（微處理器）應用于各種物理量的測試和控制，就形成了形式多樣的數(shù)字化測控系統(tǒng)。計算機在系統(tǒng)中的作用主要體現(xiàn)在以下幾方面。（1）使測試自動化（2）提高測試精度（3）通過數(shù)據變換實現(xiàn)多功能的測試（4）降低了測試系統(tǒng)成本（5）提高了系統(tǒng)的可靠性第2頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

在數(shù)字化的測控系統(tǒng)中，一般首先通過A/D將實際模擬物理量轉換為數(shù)字量進行測量，測量結果由計算機通過接口電路將數(shù)字量直接顯示，或用D/A轉換器把數(shù)字量恢復成模擬量，顯示或記錄。一般說來，用來處理模擬信號并將其轉換成數(shù)字量的電子系統(tǒng)為數(shù)據采集系統(tǒng)（DAS），而把數(shù)字量轉換成等效的模擬信號，并傳送到指定模擬設備的電子系統(tǒng)為數(shù)據分配系統(tǒng)（DDS）。第3頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月二、數(shù)據采集系統(tǒng)

從信息源處采集到所需的信息，然后把信息轉換成適于分析和操作的形式的過程稱為數(shù)據采集。數(shù)據采集系統(tǒng)的基本結構形式如圖所示。1、典型的數(shù)據采集系統(tǒng)

第4頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

一般說來，數(shù)據采集系統(tǒng)通常由傳感器，信號調節(jié)與處理（信號調理）電路，采樣與保持（S/H）電路，A/D轉換電路，測控接口以及計算機（微處理器）等組成。（1）信號調理電路

信號調節(jié)的主要作用是使傳感器輸出信號與A/D轉換器相適配，信號處理的作用包括濾波、壓縮頻帶，用以降低采樣率，阻抗變換、屏蔽接地、調制與解調、信號線性化等等。一般說來，對弱信號測試來說，放大與濾波是最基本的環(huán)節(jié)。

第5頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（2）A/D電路它的作用是將模擬量轉換為數(shù)字量。A/D電路的位數(shù)、精度決定整個系統(tǒng)的性能。典型系統(tǒng)中，各通道共享一個A／D轉換器，其優(yōu)點是以較低的成本來采集多路信號，但缺點是精度低。這是因為模擬多路切換開關并非是理想開關，易受失調電壓、開關噪音、非線性和信號之間竄擾的影響。因此，各路信號及其干擾都會或多或少地竄到A／D的輸入端。

第6頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月2、分散型數(shù)據采集系統(tǒng)

此方案的特點是各通道獨自各有一個A／D轉換器。因此進入數(shù)字多路開關的信號都是位串行的數(shù)字信號，抗干擾能力強。這種系統(tǒng)各通道互不影響，各自獨立。

第7頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月3、數(shù)據采樣系統(tǒng)中主要考慮的問題

（1）系統(tǒng)的采樣速率：表示了系統(tǒng)的實時性能。系統(tǒng)的采樣速率取決于模擬信號的帶寬、數(shù)據通道數(shù)和最高頻率下每個周期的采樣數(shù)等。

為了保證數(shù)據的采樣精度，一般要求：*在A/D轉換前必須設置抗混疊低通濾波器，以消除信號中影響采樣頻率的高頻分量；*采樣頻率應該4~5倍于信號中可能的最高頻率；*對于要直接顯示或記錄的信號波形，采樣頻率應更高一些。第8頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（2）孔徑誤差

A/D完成轉換所需要的時間稱為孔徑時間。一個動態(tài)信號在孔徑時間內會發(fā)生變化，從而引起輸出的不確定誤差，這個誤差稱為孔徑誤差。

（3）系統(tǒng)的轉換時間

系統(tǒng)的轉換時間決定了系統(tǒng)的動態(tài)特性。它由模擬多路選擇器、輸入放大器的穩(wěn)定時間、采樣/保持電路的采集時間以及A/D轉換器的穩(wěn)定和轉換時間等來決定。第9頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（4）系統(tǒng)的轉換誤差

系統(tǒng)的轉換精度取決于電路中各部分的精度影響之和。影響轉換精度的主要器件是模擬多路選擇器的誤差，輸入放大器的誤差，采樣/保持電路的誤差和A/D轉換器的誤差等。一般說來，上述誤差之總和應該小于或等于A/D轉換器的量化誤差?？傊?，影響數(shù)據采集系統(tǒng)的因素很多，最關鍵的是A/D的采樣工作頻率與帶寬、位數(shù)、轉換時間。第10頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月三、采樣的基本概念

采樣（sampling）也稱取樣或抽樣，是數(shù)字信號處理的基礎。信號采樣的質量將決定信號處理系統(tǒng)的性能。采樣的一些基本概念如下。1、采樣頻率的選取

按照采樣定理，如果信號本身的頻帶是有限的，而采樣頻率fs≥2×fm，則在理論上可以根據其離散采樣值完全恢復出原始信號。實際上，為了保證信號質量，選用的采樣頻率fs=4~10×fm。

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采樣信號在兩種情況下，將產生頻譜混疊現(xiàn)象：其一，信號頻譜為有限帶寬，頻譜混疊是由采樣頻率過低造成的。這時，采樣信號的頻譜猶如在fs/2處發(fā)生折疊一樣，其示意圖如下圖所示。

fm’

=fm–2×(fm–fs/2)=fs–fm

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對一個帶寬為25kHz的系統(tǒng)中的一個25kHz信號，如果采樣頻率取為33.3kHz，則采樣恢復信號的頻譜中將包含8.3kHz的頻率成分（差頻）。雖然原來信號并不包含此頻率成分，采樣后卻出現(xiàn)了這一頻率分量，即發(fā)生了混疊現(xiàn)象。第13頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

其二，連續(xù)信號頻譜為無限帶寬，頻譜混疊不可避免。要采集一個信號波形，當包含的頻率分量高于采樣頻率時，則這些較高的頻率分量就將混入低于采樣頻率的低頻分量中。對于頻域無限信號，為消除輸入信號中雜散分量頻率過高的影響，通常可以在采樣處理前，先加一個截止頻率為fs

/2的低通濾波器，稱為“抗混疊濾波器”，讓輸入的連續(xù)時間信號先通過預采樣濾波器，把頻域無限信號轉換為帶限信號，來保證輸入信號不致于超過規(guī)定的最高頻率。第14頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

如圖所示加預采樣濾波器的數(shù)字信號處理系統(tǒng)框圖。第15頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月2、實時采樣與變換采樣

有兩種基本的數(shù)字化采樣方式可供選擇：實時采樣與變換采樣。變換采樣又可分為時序變換采樣和隨機變換采樣。第16頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（1）實時采樣在被采樣信號的一次有效持續(xù)時間內，取出無失真地復現(xiàn)原信號所必需的全部樣本，這種采樣稱為實時采樣。實時采樣是在與信號所在的同一時間刻度上進行的。實時采樣具有如下的特點：*采樣脈沖的重復頻率必須比被采樣信號的重復頻率高；*采樣脈沖、樣本的形成是在被采樣信號的同一時間刻度上，因此由樣本組成的復現(xiàn)信號的時間與被采樣信號的時間值相同。第17頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

實時采樣的缺點：*必須在一次有效的持續(xù)時間內取出足夠多的樣本，因此要求采樣脈沖的重復頻率必須高，當被采樣信號為窄脈沖時，高頻采樣脈沖產生困難；*經過實時采樣后，信號頻譜比原來的頻譜有增加，因而實時采樣對采樣系統(tǒng)的頻帶要求更加嚴格。第18頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月2、變換采樣（等效時間采樣）

變換采樣在周期信號或在可重現(xiàn)信號的每一個信號上或每隔整數(shù)個信號上取出一個采樣值，由取出的樣品重新組成一個信號，新組成的復現(xiàn)信號的形狀與原來信號形狀相似，并且在時間刻度上比原信號增長了若干倍。變換采樣可分為順序變換采樣和隨機變換采樣兩種。在順序采樣中又可分為步進采樣、步退采樣和差頻采樣三種。第19頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

如圖為步進采樣的示意圖。

采樣脈沖周期

Ts=NT+△t

若完成整個信號事件采樣需要m個采樣點，則復現(xiàn)信號時間

tr

=mTs=

m(NT+△t)第20頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

順序變換采樣的特點是采樣點沿著時間軸的正方向或反方向移動，有一定的順序性。隨機變換采樣從信號上取出樣本的位置不是按著時間軸的某一方向順序排列的，而是不定的隨機排列。隨機采樣的采樣脈沖與被測信號不相關，其樣點在信號波形上的位置是隨機的，但在信號復現(xiàn)時，必須反映原信號的變化規(guī)律，因此在采樣過程中應該同時記錄各采樣點在信號波形上的相對位置。第21頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

隨機采樣的時間樣本的初始位是可以任意選用的，克服了順序采樣中的固有延遲的限制，避免在采樣系統(tǒng)中采用延遲線，變換采樣系統(tǒng)的頻率響應往往由于延遲線的頻率特性不良而受到限制。隨機采樣的缺點*不能采用反饋系統(tǒng)來穩(wěn)定靈敏度和增加動態(tài)范圍；*由于采樣的隨機性，使采樣脈沖不能充分利用；*隨機采樣主要用于超高頻信號。第22頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月變換采樣的特點：*在一個信號或多個信號上只能取出一個樣本，因此要取出完整的波形，必須對重復比現(xiàn)的信號進行多次采樣；*樣本所組成的復現(xiàn)信號的時間刻度發(fā)生了變化，使變換時間增加；*變換采樣的過程是一個同步積累的過程，因此大大提高了信噪比；*變換采樣只在采樣的局部裝置上要求頻帶寬度，而在樣本處理部分則是低頻信號，沒有更高的頻響要求，因此大大的降低了對整個系統(tǒng)的頻率特性的要求。第23頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月變換采樣存在的問題：*變換采樣不適用于非重復性的單次信號；*變換采樣不適用于重復頻率太低的信號。第24頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月3、數(shù)據采集過程的誤差

在模擬信號的采樣和量化以及轉變?yōu)槎M制數(shù)的過程中，誤差是不可避免的。（1）量化誤差

一個模擬信號xa，經過采樣、量化產生一個數(shù)字信號xd。xd一般為n個二進制數(shù)序列，那么這個數(shù)的最低位代表的數(shù)值就決定了序列的精度。第25頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

用量化電平Q對一個模擬量進行比較的過程稱為量化。比較的結果分為兩部分：整數(shù)部分：量化電平Q的整倍數(shù)。余下部分：不足一個Q的部分，即為量化誤差。用數(shù)字表達式說明：完整的信號受二進制字長的限制

忽略的bn+1，bn+2，……項表示了量化誤差。第26頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

量化后的樣本表示為

xd=xa+e(n)

一般可以認為量化誤差是隨機量，在量化誤差范圍內，量化誤差的概率分布是均勻分布，量化誤差的均方差為設輸入信號功率為σx2，噪聲功率為σe2，則信噪比SNR為

第27頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月或表示為從上式可以看出，若要提高信噪比，除增大σx2外，把字長增加1位，信噪比也可改善6dB。一般，在量化器前，將信號乘以衰減因子A（0<A<1），以避免輸入信號超出量化器的動態(tài)范圍而出現(xiàn)限幅現(xiàn)象。這時輸入信號將變?yōu)锳X，相應的功率為A2σx2，此時信噪比為第28頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月【例5.1】一般語言信號在0處有峰值，而且采樣的樣本值超過信號均方根3～4倍的很少，因此，一般取A=1/4σx，這時出現(xiàn)限幅的概率很小。若要求信噪比SNR≥80dB，求這時所需的字長。解：得：n=14（位）第29頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（2）孔徑誤差

如果在A/D的轉換時間TCONV內，輸入模擬信號仍在變化，此時進行量化會產生一定的誤差。因此，輸入信號的最高頻率受到A/D轉換時間的限制。數(shù)字化的最高正弦信號頻率可用下式計算如果在A/D前加采樣保持器（SHA），將信號快速采樣后保持一段時間。這相當于將A/D轉換時間縮短為孔徑時間Ta。如在孔徑時間Ta內，輸入模擬信號仍在變化時進行量化，會引入一定的誤差，稱其為“孔徑誤差”。第30頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

對輸入的正弦信號采樣，那么對n位ADC，并采用SHA的數(shù)據采集器，則數(shù)字化的最大正弦信號頻率為：仍以10位分辨率去量化一個1kHz的正弦波，可計算出所需的孔徑時間為155.4ns。通過增加一個SHA解決了ADC轉換時間較長與分辨率要求較短的孔徑時間的矛盾，其實質是把模擬信號的離散化與量化分兩步進行。SHA先完成模擬信號的離散化，ADC接著進行離散信號的量化，最終獲得所需要的數(shù)字信號。第31頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月4、A/D轉換原理

模擬/數(shù)字轉換（A/D）是把連續(xù)變化的模擬信號轉化為適合數(shù)字系統(tǒng)處理的數(shù)字信號，實現(xiàn)模擬/數(shù)字轉換的裝置稱為模擬/數(shù)字轉換器（ADC）；而數(shù)字/模擬轉換（D/A）的過程與之相反，是把數(shù)字信號轉化為模擬信號，實現(xiàn)數(shù)字/模擬轉換的裝置稱為數(shù)字/模擬轉換器（DAC）。第32頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（1）A/D的分類及主要技術指標

A/D的分類

第33頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月ADC的主要技術指標

二進制編碼的權：

n位二進制數(shù)可用dn-1dn-2……d2d1d0表示，d0是二進制數(shù)的最低位數(shù)字，dn-1是最高位數(shù)字，每一位可取“0”或“1”。每位“1”所表示的數(shù)值的大小稱為該位的權。

分辨率：

是指變換器所能分辨的最小單位，通常用數(shù)字信號的位數(shù)表示。第34頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月MSB和LSB：

分別表示二進制數(shù)的最高有效位和最低有效位，LSB也常被用來表示量化單位。量化誤差：

量化取整過程中所引起的誤差，也稱變換誤差，通常是1LSB或±?LSB。

變換速度：

在DAC中常用建立時間表示，定義為輸出值穩(wěn)定到距離終值±?LSB所需的時間的倒數(shù)。在ADC中常用變換時間表示，定義為完成采樣和變換所需要的時間。第35頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（2）逐次逼進型ADC

利用等分搜索原理，依次按二進制遞減規(guī)律減小，從數(shù)字碼的最高位（相當于滿刻度值的一半）開始，逐次比較到低位，使輸出量Uo逐次逼進輸入模擬量Ux，其原理圖如下圖所示。

第36頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月DAC包括基準電壓源、電子開關電路和分壓分流電路組成的解碼網絡，其功能是將二進制數(shù)字量轉換成模擬量。比如基準電壓是Us=2.8V，對于8位DAC，當數(shù)字量是10000000時，輸入模擬電壓為Uo=(128/256)×Us=1.4V；當數(shù)字量是00000001時，輸入模擬電壓為Uo=(1/256)×Us=10.94mV。第37頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月使用這種ADC時應注意：（1）由于輸入信號直接與參考電壓比較，ADC對信號上疊加的噪聲電壓十分敏感，外界干擾對ADC精度和分辨率的影響較大，也就是說它的抗干擾能力較差。為了抑制干擾，通常在輸入端裝有低通濾波器。（2）這種ADC只能根據前一次比較結果，對上一位數(shù)據進行修正，所以當輸入信號在轉換過程中不斷變化時，可能會出現(xiàn)錯誤逼近。因此在ADC前必須加采樣/保持（S/H），以確保轉換的可靠性。第38頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（3）積分型ADC

積分型ADC是通過積分電路把模擬電壓變換成時間信號，在這段時間內通過計數(shù)器對標準時鐘脈沖進行計數(shù)，計數(shù)值反映了模擬電壓的大小。由此可見，這種變換是把時間作為中間變量的，因此是一種間接變換。第39頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月雙積分式ADC的特點：（1）轉換結果與R、C元件參數(shù)的準確度無關，也就是說，雙積分式ADC不需要精密積分元件就能完成高精度的轉換，而且，轉換結果也與時鐘周期T0無關，因而對時鐘脈沖的準確度和長期穩(wěn)定度要求不高。（2）具有很強的抗串模干擾能力，因為積分器對輸入信號具有平均作用，所以若取采樣階段的T1為干擾周期的整數(shù)倍，則可使由干擾引起的誤差減小到最小程度，甚至為零。因此雙積分式ADC具有很強的抗干擾能力。雙積分式ADC的缺點是速度比較慢，在滿量程情況下，變換要經歷2n+1個時鐘脈沖才能完成，多積分式ADC就是針對這個問題提出的。第40頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（4）并行比較式ADC

并行比較式ADC的結構和原理是比較簡單的，它是由電阻網絡、比較器陣列和編碼器組成。如圖是并行比較式ADC的原理圖。

第41頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

每個比較器的比較電壓從基準電壓+Ur

～-Ur經分壓而得，它們依次相差1LSB。當信號Ux作用于輸入端時，若Ux大于某比較電平，則該比較器輸出高態(tài)“1”，反之為低態(tài)“0”。這些比較結果經編碼邏輯電路后輸出n位二進制碼，送至輸出寄存器，即為A/D轉換結果。并行比較式ADC的速度取決于比較器、編碼器、寄存器的響應速度，與比較器的數(shù)量無關。當采用高速比較器和數(shù)字電路時，就可以獲得很高的轉換速度。到目前為止，并行比較式ADC是各類ADC中速度最高的一種，有閃爍式（Flash）ADC之稱。但制造高分辨率的并行ADC的難度很大，目前產品化的并行比較式ADC的分辨率為6~8位。第42頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（5）并串式ADC

并串式ADC既吸收了并行式ADC的優(yōu)點，又相對減少了比較器的數(shù)量，是一種折中方案。如圖是8位并串式ADC的原理框圖。第43頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

并串式ADC所需的比較器個數(shù)比并行式ADC的比較器要少得多，因此能降低多位ADC的制造難度和成本。但由于存在兩級A/D，并增加了一級DAC和一個減法器，并且它們之間都是串行工作的，因此轉換速度要比并行式慢。第44頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月4種ADC的主要特點和應用范圍。第45頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月（6）ADC器件的選擇原則a、所需使用ADC的位數(shù)（6、8、10、12、14、16位，最好結合CPU數(shù)據線位數(shù)）b、確定ADC的轉換速率（<1MHz低速、1－10MHz中速、10－100MHz高速、超高速）c、單通道與多通道（通常有1、2、4、6、8、10、12、16通道，根據輸入模擬量）d、數(shù)字接口方式（串行（SPI/I2C）接口與并行接口（P8或P16），根據系統(tǒng)要求）e、工作電壓和功耗、封裝（根據系統(tǒng)要求）第46頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月5、數(shù)/模轉換原理

數(shù)/模（D/A）轉換是把數(shù)字信號變換成模擬信號，實現(xiàn)D/A變換的裝置稱為D/A變換器（DAC）。

第47頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

如果設DAC的分辨率為n位，輸入數(shù)字量為DN，則輸出電壓為：

電阻網絡和模擬開關是DAC的核心。電阻網絡的結構有不同的形式，使DAC變換的原理也有所不同。第48頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

下圖為4位倒T形電阻網絡DAC的原理圖

輸入信號為二進制數(shù)DN（d3d2d1d0），DN的每一位控制相應的模擬開關S3～S0，例如，當d

3=1時，S3合向“1”邊，電流流向io1，否則S3合向“0”邊，電流流向io2。利用簡單的電阻串并聯(lián)關系，就能算出電阻網絡各電阻中流過電流的大小。第49頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月網絡的輸出電流（即運放反相端輸入電流）為：輸出電壓為：同理可推導n位倒T形電阻網絡DAC的變換式為第50頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

倒T形電阻網絡DAC具有電阻種類少、變換速度快等優(yōu)點，變換線性度和精度與網絡中各電阻的阻值誤差有密切關系，電阻網絡中的每一個電阻的阻值誤差都不僅影響變換器的線性度，也同時影響其單調性。一般倒T形電阻網絡用于12位以下的DAC中，當轉換精度超過12位時，可以采用電壓分段式的DAC。第51頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

電阻分壓式DAC

DAC的變換式為對于n位的電阻分壓式DAC，D/A變換式為第52頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

電阻分壓式DAC的特點是只需要一種阻值，容易保證制造精度，并且即使阻值有比較大的誤差，也不會出現(xiàn)非單調性，但它的缺點是元器件數(shù)量太大，分壓電阻和模擬開關的數(shù)量都是2n個，因此實用價值不大。為了解決元器件數(shù)量太多的問題，把分壓器設計成兩級，構成了電壓分段方式。第53頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月如圖為4位電壓分段DAC原理框圖。第54頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月DAC的最終輸出電壓為下端點電壓與抽頭電壓的和，即由于段選擇和抽頭選擇都是單調的，所以最終輸出電壓一定是單調的。采用分段的結果使分壓電阻的數(shù)量從2n減少到2n-1，當n比較大時，效果明顯，模擬開關的數(shù)量也同樣大大減少。第55頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月

雙極性輸出

單極性輸出DAC的輸出電壓要么在正電壓范圍，要么在負電壓范圍。在某些應用場合則需要具有雙極性輸出特性，即輸出電壓應能包括從負到正的范圍。最簡單的方法是在DAC的輸出端加一個偏壓比例求和電路，如圖所示。第56頁，課件共62頁，創(chuàng)作于2023年2月其變換特性：下表為8位雙極性DAC輸出的十進制等效值與輸入數(shù)字量之間的關系。這種表達正負數(shù)的二進制編碼被稱為二進制偏移碼，其偏