文元美現(xiàn)代通信原理數(shù)字信號的基帶傳輸

2023/9/2課件1第4章數(shù)字信號的基帶傳輸4.1數(shù)字基帶信號4.2數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.3無碼間串?dāng)_的基帶傳輸系統(tǒng)4.4眼圖4.5時域均衡原理4.6部分響應(yīng)技術(shù)2023/9/2課件2數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)2023/9/2課件34.1數(shù)字基帶信號4.1.1數(shù)字基帶信號的常用碼型

傳輸碼型的選擇，主要考慮以下幾點：

(1)碼型中低頻、高頻分量盡量少；

(2)碼型中應(yīng)包含定時信息，以便定時提?。?/p>

(3)碼型變換設(shè)備要簡單可靠；

(4)碼型具有一定檢錯能力，若傳輸碼型有一定的規(guī)律性，則就可根據(jù)這一規(guī)律性來檢測傳輸質(zhì)量，以便做到自動監(jiān)測2023/9/2課件4(5)編碼方案對發(fā)送消息類型不應(yīng)有任何限制，適合于所有的二進(jìn)制信號。這種與信源的統(tǒng)計特性無關(guān)的特性稱為對信源具有透明性；

(6)低誤碼增殖；

(7)高的編碼效率。2023/9/2課件5數(shù)字基帶信號碼型單極性(NRZ)碼；(b)雙極性(NRZ)碼；(c)單極性(RZ)碼；(d)雙極性(RZ)碼；(e)差分碼；(f)交替極性碼(AMI)；(g)三階高密度雙極性碼(HDB3)；(h)分相碼；(i)信號反轉(zhuǎn)碼(CMI)2023/9/2課件61.單極性不歸零(NRZ)碼(1)發(fā)送能量大，有利于提高接收端信噪比；

(2)在信道上占用頻帶較窄；

(3)有直流分量，將導(dǎo)致信號的失真與畸變；且由于直流分量的存在，無法使用一些交流耦合的線路和設(shè)備；

(4)不能直接提取位同步信息；

(5)接收單極性NRZ碼的判決電平應(yīng)取“1”碼電平的一半。2023/9/2課件72.雙極性不歸零(NRZ)碼(1)從統(tǒng)計平均角度來看，“1”和“0”數(shù)目各占一半時無直流分量，但當(dāng)“1”和“0”出現(xiàn)概率不相等時，仍有直流成份；

(2)接收端判決門限為0，容易設(shè)置并且穩(wěn)定，因此抗干擾能力強；

(3)可以在電纜等無接地線上傳輸。2023/9/2課件83.單極性歸零(RZ)碼在傳送“1”碼時發(fā)送1個寬度小于碼元持續(xù)時間的歸零脈沖；在傳送“0”碼時不發(fā)送脈沖。其特征是所用脈沖寬度比碼元寬度窄，即還沒有到一個碼元終止時刻就回到零值，因此，稱其為單極性歸零碼。脈沖寬度τ與碼元寬度Tb之比τ/Tb叫占空比。單極性RZ碼與單極性NRZ碼比較，除仍具有單極性碼的一般缺點外，主要優(yōu)點是可以直接提取同步信號。此優(yōu)點雖不意味著單極性歸零碼能廣泛應(yīng)用到信道上傳輸，但它卻是其它碼型提取同步信號需采用的一個過渡碼型。即它是適合信道傳輸?shù)?，但不能直接提取同步信號的碼型，可先變?yōu)閱螛O性歸零碼，再提取同步信號。2023/9/2課件94.雙極性歸零(RZ)碼(1)在“1”、“0”碼不等概率情況下，也無直流成分，且零頻附近低頻分量小。因此，對具有變壓器或其它交流耦合的傳輸信道來說，不易受隔直特性影響。

(2)若接收端收到的碼元極性與發(fā)送端完全相反，也能正確判決。

(3)只要進(jìn)行全波整流就可以變?yōu)閱螛O性碼。2023/9/2課件105.差分碼2023/9/2課件116.交替極性碼(AMI)2023/9/2課件127.三階高密度雙極性碼(HDB3)

當(dāng)信碼序列中加入破壞脈沖以后，信碼B和破壞脈沖V的正負(fù)必須滿足如下兩個條件：2023/9/2課件13(1)B碼和V碼各自都應(yīng)始終保持極性交替變化的規(guī)律，以便確保編好的碼中沒有直流成分。

(2)V碼必須與前一個碼(信碼B)同極性，以便和正常的AMI碼區(qū)分開來。如果這個條件得不到滿足，那么應(yīng)該在四個連“0”碼的第一個“0”碼位置上加一個與V碼同極性的補信碼，用符號B′表示。此時B碼和B′碼合起來保持條件(1)中信碼極性交替變換的規(guī)律。2023/9/2課件14HDB32023/9/2課件158.分相碼數(shù)字雙相碼又稱Manchester碼，其編碼規(guī)則是：將信息代碼0編碼為線路碼“01”；信息代碼1編碼為線路碼“10”(也可以將信息代碼0、1的編碼規(guī)則反之)。2023/9/2課件169.傳號反轉(zhuǎn)碼(CMI)CMI碼的編碼規(guī)則是：將信息代碼0編碼為線路碼“01”；信息代碼1編碼為線路碼“11”與“00”交替出現(xiàn)。

2023/9/2課件1710.多進(jìn)制碼四進(jìn)制代碼波形2023/9/2課件18用數(shù)字電路實現(xiàn)碼型之間的變換1、AMIHDB3（分立元件或?qū)Ｓ眯酒?、單極性不歸零碼單極性歸零碼

單極性不歸零碼單極性歸零碼

a-單極性不歸零碼

b-碼元同步脈沖

c-單極性歸零碼abc

與2023/9/2課件19單極性不歸零碼單極性歸零碼

Q-單極性不歸零碼

cp-碼元同步脈沖

D-單極性歸零碼用D觸發(fā)器實現(xiàn)狀態(tài)方程為：DcpQ

D觸發(fā)器2023/9/2課件203、單極性不歸零碼差分碼單極性不歸零碼差分碼用J-K觸發(fā)器實現(xiàn)狀態(tài)方程為：

a-單極性不歸零碼

cp-碼元同步脈沖

Q-單極性歸零碼J=1cp’QJ-k

觸發(fā)器K=1與cpa2023/9/2課件21單極性不歸零碼差分碼用異或門實現(xiàn)狀態(tài)方程為：

異或延時CkDk2023/9/2課件22差分碼單極性不歸零碼用異或門實現(xiàn)狀態(tài)方程為：

異或延時DKCk2023/9/2課件234.1.2數(shù)字基帶信號功率譜

隨機過程的頻譜特性是用它的功率譜密度來表述的。我們知道，隨機過程中的任一實現(xiàn)是一個確定的功率型信號，而對于任意的確定功率信號f(t)，它的功率譜密度為過程的功率譜密度應(yīng)看做是任一實現(xiàn)的功率譜的統(tǒng)計平均，即2023/9/2課件24數(shù)字基帶信號的一般數(shù)學(xué)表達(dá)式

設(shè)二進(jìn)制的隨機脈沖序列如圖（a）所示。其中，假設(shè)g1(t)表示“0”碼，g2(t)表示“1”碼。g1(t)和g2(t)在實際中可以是任意的脈沖，但為了便于在圖上區(qū)分，這里我們把g1(t)畫成寬度為Ts的方波，把g2(t)畫成寬度為Ts的三角波。現(xiàn)在假設(shè)序列中任一碼元時間Ts內(nèi)g1(t)和g2(t)出現(xiàn)的概率分別為P和1-P，且認(rèn)為它們的出現(xiàn)是統(tǒng)計獨立的，則s(t)可用下式表征。即2023/9/2課件25隨機脈沖序列示意波形2023/9/2課件26

為了使頻譜分析的物理概念清楚，推導(dǎo)過程簡化，我們可以把s(t)分解成穩(wěn)態(tài)波v(t)和交變波u(t)。所謂穩(wěn)態(tài)波，即是隨機序列s(t)的統(tǒng)計平均分量，它取決于每個碼元內(nèi)出現(xiàn)g1(t)、g2(t)的概率加權(quán)平均，且每個碼元統(tǒng)計平均波形相同，因此可表示成

其波形如圖(b)所示，顯然v(t)是一個以Ts為周期的周期函數(shù)。2023/9/2課件27交變波u(t)是s(t)與v(t)之差，即u(t)=s(t)-v(t)或者寫成顯然u(t)是隨機脈沖序列，圖（c）畫出了u(t)的一個實現(xiàn)。

2023/9/2課件28下面我們根據(jù)上兩式，分別求出穩(wěn)態(tài)波v(t)和交變波u(t)的功率譜，將兩者的功率譜合并起來就可得到隨機基帶脈沖序列s(t)的頻譜特性1、v(t)的功率譜密度pv(f)由于V(t)是以Tb為周期的周期信號，故可展開成傅氏級數(shù)，然后根據(jù)周期信號功率譜密度與傅氏系數(shù)的關(guān)系得到V(t)的功率譜。穩(wěn)態(tài)波是離散線譜，根據(jù)離散譜可確定隨機序列是否含有直流分量和定時分量。2、U(t)功率譜密度pu(f)U(t)是功率型隨機脈沖序列，它的功率譜密度可用截短函數(shù)和求統(tǒng)計平均的方法來求。交變波的功率譜是連續(xù)譜，與g1(t)、g2(t)的頻譜以及出現(xiàn)的概率有關(guān)。根據(jù)連續(xù)譜可確定隨機序列的帶寬。3、s(t)=u(t)+v(t)的功率譜密度p(f)2023/9/2課件29假設(shè)隨機脈沖序列為2023/9/2課件30從上式我們可以得出如下結(jié)論：單極性不歸零信號若假設(shè)g1(t)=0,g2(t)為門函數(shù)，且p=1/2,則功率譜密度為只有連續(xù)譜和直流分量。2023/9/2課件31雙極性不歸零信號當(dāng)P=1/2時，雙極性信號的譜密度為單極性歸零碼譜密度

雙極性歸零碼譜密度動畫演示2023/9/2課件32根據(jù)信號功率的90%來定義帶寬B，則有

利用數(shù)值積分，由上式可求得雙極性歸零信號和單極性歸零信號的帶寬近似為2023/9/2課件334.1.3碼型變換的基本方法1.碼表存儲法圖4–3碼表存儲法方框圖2023/9/2課件342.布線邏輯法圖4–4布線邏輯法方框圖2023/9/2課件35圖4-5CMI編/譯碼器及各點波形(a)CMI碼編碼器電路；(b)CMI碼譯碼器電路；(c)各點波形2023/9/2課件363.單片HDB3編譯碼器

近年來出現(xiàn)的HDB3編碼器采用了CMOS型大規(guī)模集成電路CD22103，該器件可同時實現(xiàn)HDB3編、譯碼，誤碼檢測及AIS碼檢出等功能。主要特點有：①編、譯碼規(guī)則符合CCITTG.703建議，工作速率為50kb/s~10Mb/s；②有HDB3和AMI編、譯碼選擇功能；③接收部分具有誤碼檢測和AIS信號檢測功能；④所有輸入、輸出接口都與TTL兼容；⑤具有內(nèi)部自環(huán)測試能力。2023/9/2課件37圖4-6CD22103引腳及內(nèi)部框圖2023/9/2課件38圖4–7實用HDB3編/譯碼電路2023/9/2課件394.緩存插入法圖4–8緩存插入法框圖2023/9/2課件404.2數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.2.1數(shù)字基帶系統(tǒng)的基本組成數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)方框圖2023/9/2課件41基帶傳輸系統(tǒng)各點的波形2023/9/2課件42碼間串?dāng)_示意圖2023/9/2課件434.2.2基帶傳輸系統(tǒng)的數(shù)學(xué)分析基帶傳輸系統(tǒng)簡化圖

假定輸入基帶信號的基本脈沖為單位沖擊δ(t)，這樣發(fā)送濾波器的輸入信號可以表示為2023/9/2課件44其中ak是第k個碼元，對于二進(jìn)制數(shù)字信號，ak的取值為0、1(單極性信號)或-1、+1(雙極性信號)。由圖可以得到式中h(t)是H(ω)的傅氏反變換，是系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)，可表示為nR(t)是加性噪聲n(t)通過接收濾波器后所產(chǎn)生的輸出噪聲。2023/9/2課件45

抽樣判決器對y(t)進(jìn)行抽樣判決，以確定所傳輸?shù)臄?shù)字信息序列{ak}。為了判定其中第j個碼元aj的值，應(yīng)在t=jTb+t0瞬間對y(t)抽樣，這里t0是傳輸時延，通常取決于系統(tǒng)的傳輸函數(shù)H(ω)。顯然，此抽樣值為2023/9/2課件464.2.3碼間串?dāng)_的消除理想的傳輸波形2023/9/2課件474.3無碼間串?dāng)_的基帶傳輸系統(tǒng)(1)基帶信號經(jīng)過傳輸后在抽樣點上無碼間串?dāng)_，也即瞬時抽樣值應(yīng)滿足：令k′=j-k，并考慮到k′也為整數(shù)，可用k表示，2023/9/2課件48(2)h(t)尾部衰減快。從理論上講，以上兩條可以通過合理地選擇信號的波形和信道的特性達(dá)到。下面從研究理想基帶傳輸系統(tǒng)出發(fā)，得出奈奎斯特第一定理及無碼間串?dāng)_傳輸?shù)念l域特性H(ω)滿足的條件。2023/9/2課件494.3.1理想基帶傳輸系統(tǒng)理想基帶傳輸系統(tǒng)的傳輸特性具有理想低通特性，其傳輸函數(shù)為

如圖4-14(a)所示，其帶寬B=(ωb/2)/2π=fb/2(Hz)，對其進(jìn)行傅氏反變換得2023/9/2課件50理想基帶傳輸系統(tǒng)的H(ω)和h(t)2023/9/2課件51

如果信號經(jīng)傳輸后整個波形發(fā)生變化，但只要其特定點的抽樣值保持不變，那么用再次抽樣的方法(這在抽樣判決電路中完成)，仍然可以準(zhǔn)確無誤地恢復(fù)原始信碼，這就是奈奎斯特第一準(zhǔn)則(又稱為第一無失真條件)的本質(zhì)。在圖4-14所表示的理想基帶傳輸系統(tǒng)中，各碼元之間的間隔Tb=1/(2B)稱為奈奎斯特間隔，碼元的傳輸速率RB=1/Tb=2B

。所謂頻帶利用率是指碼元速率RB和帶寬B的比值，即單位頻帶所能傳輸?shù)拇a元速率，其表示式為2023/9/2課件52H(ω)的分割2023/9/2課件534.3.2無碼間串?dāng)_的等效特性2023/9/2課件54由于h(t)是必須收斂的，求和與求積可互換，得2023/9/2課件554.3.3升余弦滾降傳輸特性升余弦滾降傳輸特性H(ω)可表示為

H(ω)是對截止頻率ωb的理想低通特性H0(ω)按H１(ω)的滾降特性進(jìn)行“圓滑”得到的，H1(ω)對于ωb具有奇對稱的幅度特性，其上、下截止角頻率分別為ωb+ω1、ωb-ω1。它的選取可根據(jù)需要選擇，升余弦滾降傳輸特性H1(ω)采用余弦函數(shù)，此時H(ω)為2023/9/2課件56顯然，它滿足(4-19)式，故一定在碼元傳輸速率為fb=1/Tb時無碼間串?dāng)_。它所對應(yīng)的沖擊響應(yīng)為2023/9/2課件57升余弦滾降傳輸特性2023/9/2課件58不同α值的頻譜與波形2023/9/2課件59(1)當(dāng)α=0，無“滾降”，即為理想基帶傳輸系統(tǒng)，“尾巴”按1/t的規(guī)律衰減。當(dāng)α≠0，即采用升余弦滾降時，對應(yīng)的h(t)仍舊保持t=±Tb開始，向右和向左每隔Tb出現(xiàn)一個零點的特點，滿足抽樣瞬間無碼間串?dāng)_的條件，但式(4-23)中第二個因子對波形的衰減速度是有影響的。在t足夠大時，由于分子值只能在+1和-1間變化，而在分母中的1與(2αt/Tb)2

比較可忽略。因此，總體來說，波形的“尾巴”在t足夠大時，將按1/t3的規(guī)律衰減，比理想低通的波形小得多。此時，衰減的快慢還與α有關(guān)，α越大，衰減越快，碼間串?dāng)_越小，錯誤判決的可能性越小。2023/9/2課件60(2)輸出信號頻譜所占據(jù)的帶寬B=(1+α)fb/2，當(dāng)α=0時，B=fb/2，頻帶利用率為2Baud/Hz，α=1時，B=fb，頻帶利用率為1Baud/Hz；一般α=0~1時，B=fb/2~fb，頻帶利用率為2~1Baud/Hz?？梢钥闯靓猎酱?，“尾部”衰減越快，但帶寬越寬，頻帶利用率越低。因此，用滾降特性來改善理想低通，實質(zhì)上是以犧牲頻帶利用率為代價換取的。2023/9/2課件61(3)當(dāng)α=1時，有2023/9/2課件624.3.4無碼間串?dāng)_時噪聲對傳輸性能的影響1.誤碼率Pe的兩種表示方式2023/9/2課件632.Pe與ρ關(guān)系曲線Pe與ρ曲線2023/9/2課件64

圖給出了單、雙極性Pe~ρ的關(guān)系曲線，從圖中可以得出以下幾個結(jié)論：

(1)在信噪比ρ相同條件下，雙極性誤碼率比單極性低，抗干擾性能好。

(2)在誤碼率相同條件下，單極性信號需要的信噪功率比要比雙極性高3dB。

(3)Pe~ρ曲線總的趨勢是ρ↑，Pe↓，但當(dāng)ρ達(dá)到一定值后，ρ↑，Pe將大大降低。2023/9/2課件653.Pe與碼元速率Rb的關(guān)系

從Pe~ρ的關(guān)系式中無法直接看出Pe與Rb的關(guān)系，但 ，B與fb有關(guān)，且成正比，因此當(dāng)Rb↑時，B↑，ρ↓，Pe↑。這就是說，碼元速率Rb(有效性指標(biāo))和誤碼率Pe(可靠性指標(biāo))是相互矛盾的。2023/9/2課件664.4眼圖基帶信號波形及眼圖動畫演示2023/9/2課件67眼圖照片2023/9/2課件68眼圖的模型2023/9/2課件69(1)最佳抽樣時刻應(yīng)選擇在眼圖中眼睛張開的最大處。

(2)對定時誤差的靈敏度，由斜邊斜率決定，斜率越大，對定時誤差就越靈敏。

(3)在抽樣時刻上，眼圖上下兩分支的垂直寬度，都表示了最大信號畸變。

(4)在抽樣時刻上，上、下兩分支離門限最近的一根線跡至門限的距離表示各自相應(yīng)電平的噪聲容限，噪聲瞬時值超過它就可能發(fā)生判決差錯。

(5)對于信號過零點取平均來得到定時信息的接收系統(tǒng)，眼圖傾斜分支與橫軸相交的區(qū)域的大小，表示零點位置的變動范圍，這個變動范圍的大小對提取定時信息有重要影響。2023/9/2課件704.5時域均衡原理時域均衡基本波形2023/9/2課件71橫向濾波器方框圖2023/9/2課件72橫向濾波器工作原理2023/9/2課件73x(t)經(jīng)過延遲后，在q點和r點分別得到x(t-T)和x(t-2T