移相全橋電感箝位的軟開關電路

Word移相全橋電感箝位的軟開關電路

圖2:傳統(tǒng)的移相全橋電路

傳統(tǒng)的移相全橋電路（圖2）是一種十分優(yōu)秀的（DC）DC變換器，利用輔助電感能量來實現(xiàn)開關管的零電壓開關，減小了開關管的開關損耗。它具有電路和控制簡單、開關管容易實現(xiàn)軟開關、電路效率高、EMI小等優(yōu)點，被譽為最佳的DCDC變換器之一。

可是由于增加了輔助電感，在副邊（二極管）反向恢復過程時，二極管會產生了較大的電壓尖峰和振蕩，增大了二極管開關損耗，使電路的EMI變差。如果提高二極管耐壓，二極管的反向恢復時間更長，會使電路的性能更差。

為此提出了一些解決方法，如采用軟恢復的輸出二極管、采用RC吸收等等。RichardRedl等【1】提出的二極管箝位電路（圖3）是一種較好的解決方案。他采用在變壓器和電感之間增加兩個箝位二極管，使輸出二極管在反向恢復時間存在電感的多余能量釋放到輸入（電源）中，使輸出二極管的尖峰電壓箝位。In-DongKim等【2】提出的第三繞組變壓器電壓箝位電路（圖4）也是一種十分優(yōu)秀的解決方法。他采用四個箝位二極管和一個箝位繞組，使原邊的變壓器電壓被箝位在一定比例的輸入電壓，其比例關系可以通過箝位繞組的匝數(shù)來調節(jié)。

圖3:二極管箝位的移相全橋電路

圖4:變壓器第三繞組箝位的移相全橋電路

圖5:等效的電感電壓箝位移相全橋電路

圖5為我們采用的諧振電感箝位軟（開關電路），其特點是在傳統(tǒng)的移相全橋電路的諧振電感上增加一個第二繞組――箝位繞組，箝位繞組的一端與橋臂的中點連接，另一端通過兩個二極管分別箝位在正負輸入母線上。諧振電感與箝位繞組的匝比為k，一般取k>1。電路中在箝位電感回路中串聯(lián)一個電阻。

對于移相全橋電路，器件本身的寄生參數(shù)在開關轉換過程中對電路的特性有顯著的影響，因此我們首先考慮器件的寄生參數(shù)的影響，給出等效的電路圖進行分析。

結合圖5的等效電路，將整個電路劃分為多個電路模式進行具體分析，在此給出關鍵幾個過程的分析：

模式1：t0時刻能量反饋結束

模式2：t0-t1（電流）線性上升階段

Q1Q3均已經導通，t1時刻電感電流ILr達到Io/n,由于諧振電感繞組與箝位繞組繞組匝比k>1，因此D6不會導通。

模式3：t1-t2輸出二極管反向恢復階段

由于輸出二極管存在反向恢復特性，因此DR2不能馬上關斷，因此變壓器繼續(xù)被短路，電感電壓為輸入電壓，原邊諧振電感的電流繼續(xù)線性上升，DR1的電流也繼續(xù)線性上升，DR2有一個線性上升的反向電流，各個電流的關系式同模式2。

經過trr時間后，即t2時刻，二極管反向恢復結束，此時：

圖7:模式3階段的等效電路和電流方向

模式4：t2-t3諧振階段

由于寄生（電容）的存在，原邊電流需要向變壓器的寄生電容充電，副邊電流向DR2的反向結電容和RC吸收電路充電，因此諧振電感與等效的電容寄生參數(shù)Cs諧振。

圖8:模式4階段的等效電路和電流方向

當Vcs＝Vin時，諧振電感電壓降至零并開始反向，此時箝位二極管準備D5導通，此階段結束，電感電流達到最大值。

模式5：t3-t4箝位階段

t3時刻箝位二極管D5導通，此時變壓器和寄生電容的電壓被箝位在Vin，諧振電感多余的能量通過D5和Q1回路釋放。為了加快多余能量的釋放，在此增加了電阻Rc，因此：

其中Vds1為Q1的開通漏源壓降，Vdf5為D5的正樣導通電壓。

從上面幾個公式看，增大諧振電感和箝位繞組的變比k，有利于使電感的多余能量盡快釋放完畢。

在t4時刻，D5的電流降至零，D5零電流關斷（DCM）。

為使D5在Q1關斷前的電流降至零，可以通過調整比例系數(shù)k和電阻值來保證。

圖9:模式5階段的等效電路和電流方向

模式6：t4-t5功率輸出階段

模式7:t5-t6諧振階段1

t5時刻，Q1管關斷，此時C1充電，C2放電，直至Q2的體二極管D2導通。此時諧振電感承受反壓，電感電流減小。由于變壓器電流受輸出電感箝位，因此寄生電容Cs向變壓器放電，寄生電容電壓下降。此時C1、C2、Cs和Lr均參與諧振。

模式8:t6-t7諧振階段2

t6時刻Q2的體二極管導通，C1C2退出諧振。此階段Q2可以零電壓開通，LrCs繼續(xù)諧振，Lr的電流繼續(xù)減小，Cs的電壓下降，但還未到零，因此變壓器承受正向電壓Vcs，DR1繼續(xù)導通，變壓器電流為Io/n。本階段到t7時刻，Vcs的電壓降至零為止。

圖10:模式8階段的等效電路和電流方向

模式9:t7-t8箝位階段

t7時刻，變壓器電壓為零，輸出二極管DR2開始導通，變壓器被短路。輸出二極管DR2的電流線性上升，DR1的電流線性下降。變壓器原邊的電流也線性下降，但在t7時刻，變壓器電流Ip＝Io/n，大于諧振電感電流，因此箝位二極管D6導通，電流方向如圖所示，以彌補不足的諧振電感電流。在t8時刻，變壓器原邊電流下降到ILr，此時箝位繞組電流補充諧振電感的電流也降至零。

圖11:模式9階段的等效電路和電流方向

模式10:t8-t9環(huán)流階段

模式11:t9-t10諧振階段

t9時刻Q4關斷，此時Lr與C1C2諧振，C1放電，C2充電，直至Q3的體二極管導通為止。

模式12:t10-t11能量反饋階段

諧振電感的能量