電力電子技術(shù)第二版張興課后習(xí)題答案

一、簡答題

2.1晶閘管串入如圖所示的也路，試分析開關(guān)閉合和關(guān)斷時(shí)電壓表的讀數(shù)。

題2.1圖

在晶閘管有觸發(fā)脈沖的情況下，S開關(guān)閉合，電壓表讀數(shù)接近輸入直流電壓；當(dāng)S開關(guān)

斷開時(shí)，由于電壓表內(nèi)阻很大，即使晶閘管有出發(fā)脈沖，但是流過晶閘管電流低于擎住電流，

晶閘管關(guān)斷，電壓表讀數(shù)近似為0（管子漏電流形成的電阻與電壓表內(nèi)阻的分壓值）。

2.2試說明電力電,子器件和信息系統(tǒng)中的電子器件相比，有何不同。

電力電子系統(tǒng)中的電子器件具有較大的耗散功率；通常工作在開關(guān)狀態(tài)；需要專門的驅(qū)

動(dòng)電路來控制；需要緩沖和保護(hù)電路。

2.3試比較電流驅(qū)動(dòng)型和電壓驅(qū)動(dòng)型器件實(shí)現(xiàn)器件通斷的原理。

電流驅(qū)動(dòng)型器件通過從控制極注入和抽出電流來實(shí)現(xiàn)器件的通斷；電壓驅(qū)動(dòng)型器件通過

在控制極上施加正向控制電壓實(shí)現(xiàn)器件導(dǎo)通，通過撤除控制電壓或施加反向控制電壓使器件

關(guān)斷。

2.4普通二極管從零偏置轉(zhuǎn)為正向偏置時(shí)，會(huì)出現(xiàn)電壓過沖，請解釋原因。

導(dǎo)致電壓過沖的原因有兩個(gè)：阻性機(jī)制和感性機(jī)制。阻性機(jī)制是指少數(shù)載流子注入的電

導(dǎo)調(diào)制作用。電導(dǎo)調(diào)制使得有效電阻隨正向電流的上升而下降，管壓降隨之降低，因此正向

電壓在到達(dá)峰值電壓UFP后轉(zhuǎn)為下降，最后穩(wěn)定在UF。感性機(jī)制是指電流隨時(shí)間上升在器

件內(nèi)部電感上產(chǎn)生壓降，di/dt越大，峰值電壓UFP越高。

2.5試說明功率二極管為什么在正向電流較大時(shí)導(dǎo)通壓降仍然很低，且在穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時(shí)

其管壓降隨電流的大小變化很小。

若流過PN結(jié)的電流較小，二極管的電阻主要是低摻雜N一區(qū)的歐姆電阻，阻值較高且

為常數(shù)，因而其管壓降隨正向電流的上升而增加；當(dāng)流過PN結(jié)的電流較大時(shí)，注入并積

累在低摻雜N-區(qū)的少子空穴濃度將增大，為了維持半導(dǎo)體電中性條件，其多子濃度也相應(yīng)

大幅度增加，導(dǎo)致其電阻率明顯下降，即電導(dǎo)率大大增加，該現(xiàn)象稱為電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)。

2.6比較肖特基二極管和普通二極管的反向恢復(fù)時(shí)間和通流能力。從減小反向過沖電

壓的角度出發(fā)，應(yīng)選擇恢復(fù)特性軟的二極管還是恢復(fù)特性硬的二極管？

肖特基二極管反向恢復(fù)時(shí)間比普通二極管短，通流能力比普通二極管小。從減少反向過

沖電壓的角度出發(fā)，應(yīng)選擇恢復(fù)特性軟的二極管。

2.7描述晶閘管正常導(dǎo)通的條件。

承受正向電壓且有門極觸發(fā)電流。

2.8維持晶間管導(dǎo)通的條件是什么？怎樣才能使晶閘管由導(dǎo)通變?yōu)殛P(guān)斷？

晶閘管流過的電流大于維持電流，通過外部電路使晶閘管流過的電流低于維持電流。

2.9試分析可能出現(xiàn)的晶間管的非正常導(dǎo)通方式有哪幾種。

IG=O時(shí)陽極電壓達(dá)到正向轉(zhuǎn)折電壓加；陽極電壓上升率dWdf過高；結(jié)溫過高。

2.10試解釋為什么PowerMOSFET的開關(guān)頻率高于IGBT、GTO。

PowerMOSFET為單極性器件，沒有少數(shù)載流子存貯效應(yīng)，反向恢復(fù)時(shí)間很短。

2.11從最大容量、開關(guān)頻率和驅(qū)動(dòng)電路三方面比較SCR、PowerMOSFET和IGBT的

特性。

最大容量遞增順序?yàn)镻owerMOSFET、IGBT、SCR;開關(guān)頻率遞增順序?yàn)镾CR、IGBT、

PowerMOSFET：SCR為電流型驅(qū)動(dòng)；而PowerMOSFET和IGBT為電壓型驅(qū)動(dòng)。

2.12解釋電力電子裝置產(chǎn)生過電壓的原因。

電力電子裝置可能的過電壓原因分為外因和內(nèi)因。外因過電壓主要來自雷擊和系統(tǒng)中的

操作過程等外部原因，如由分閘、合閘等開關(guān)操作引起過電壓。而內(nèi)因過電壓主要來自電力

電子裝置內(nèi)部器件的開關(guān)過程。1）換相過電壓：晶閘管或與全控型器件反并聯(lián)的二極管在

換相結(jié)束后不能立刻恢復(fù)阻斷，因而有較大的反向電流流過，當(dāng)恢復(fù)了阻斷能力時(shí)，該反向

電流急劇減小，會(huì)因線路電感在器件兩端感應(yīng)出過電壓；2）關(guān)斷過電壓：全控型器件關(guān)斷

時(shí)?，正向電流迅速降低而由線路電感在器件兩端感應(yīng)出的過電壓。

2.13在電力電子裝置中常用的過也流保護(hù)有哪些？

快速熔斷器、快速斷路器和過電流繼電器都是專用的過電流保護(hù)裝置，還有通過驅(qū)動(dòng)實(shí)

施保護(hù)的電子電路過流保護(hù)。

2.14試分析電力電子器件串并聯(lián)使用時(shí)可能出現(xiàn)什么問題及解決方法。

采用多個(gè)功率管串聯(lián)時(shí)，應(yīng)考慮斷態(tài)時(shí)的均壓問題。應(yīng)在功率管兩端并聯(lián)電阻均衡靜態(tài)

壓降，并聯(lián)RC電路均衡動(dòng)態(tài)壓降。

采用多個(gè)功率管并聯(lián)時(shí)，應(yīng)考慮功率管間的均流問題。在進(jìn)行并聯(lián)使用時(shí)，應(yīng)盡選擇同

一型號且同一生產(chǎn)批次的產(chǎn)品，使其靜態(tài)和動(dòng)態(tài)特性均比較接近。其中功率MOSFET溝道

電阻具備正溫度系數(shù)，易于并聯(lián)。

2.15電力電子器件為什么加裝散熱器？

與信息系統(tǒng)中的電子器件主要承擔(dān)信號傳輸任務(wù)不同，電力電子器件處理的功率較大,

具有較高的導(dǎo)通電流和阻斷電壓。由于自身的導(dǎo)通電阻和阻斷時(shí)的漏電流，電力電子器件要

產(chǎn)生較大的耗散功率，往往是電路中主要的發(fā)熱源。為便于散熱，電力電子器件往往具有較

大的體積，在使用時(shí)一般都要安裝散熱器，以限制因損耗造成的溫升。

二、計(jì)算題

2.16在題2.16圖中，電源電壓有效值為20V,問晶間管承受的正反向電壓最高是多少？

考慮安全裕量為2,其額定電壓應(yīng)如何選??？

正反向電壓最高是20及V,考慮安全裕量，額定電壓選取40jiv

2.17如圖所示，U為正弦交流電〃的有效值，VD為二極管，忽略VD的正向壓降及

反向也流的情況下，說明電路工作原理，畫出通過R的電流波形，并求出交流電壓表V和

直流電流表A的讀數(shù)。

當(dāng)〃X）時(shí),VD正向?qū)?，R2被短路，則流過油電流八和&上電流止分別為:

/,=（五U//?1）sincot6yTe（0,7r）

L=0cote（0,K）

當(dāng)〃V0時(shí)，VD截止，R和&構(gòu)成串聯(lián)電路,電流為:

cotG（兀,2兀）

-N+g

R上電流波形如圖所示,

因?yàn)橹绷麟娏鞅頊y的是電流的平均值，所以電流表A的指示為/a平均值加,

,「Wsin同

2兀hR}+R2（鳥+寵2）兀

設(shè)ii的有效值為4，則:

@sin,Jd(W)

）吊

-j2(R+R?)2+2代

"U—U

2R；2(島+76)22R(RI+R2)

設(shè)電壓表V指示有效值為UR”則:

j2(R+R2)?+2吊u

URI=/內(nèi)=

2(R+R2)

一、簡答題

3.1試簡述4種基本DC-DC變換器電路構(gòu)建的基本思路與方法。

1)Buck型DC-DC電壓變換器構(gòu)建的基本思路：

①構(gòu)建Buck型DC-DC電壓變換器的基本原理電路，輸入電壓源5通過開關(guān)管VT

與負(fù)載心相串聯(lián)。開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓等于輸入電壓，即〃產(chǎn)U；開關(guān)管VT斷開

時(shí)，輸出電壓等于零，即w0=Oo輸出電壓的平均值為Uo=(U“on+0/ofr)/T=。,的，由于DW1,

該電路起到了降壓變換的基本功能。電路結(jié)構(gòu)和工作模型見下圖。

②Buck型電壓變換電路的輸出電壓呈方波脈動(dòng)，為抑制輸出電壓脈動(dòng)需要在基本原

理電路的輸出端兩側(cè)并入濾波電容C電路結(jié)構(gòu)見下圖e

由于U￡Ui，開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)，電壓源將對濾波電容C充電，充電電流很大，相

當(dāng)于輸入輸出被短路，以至于開關(guān)管VT所受的電流應(yīng)力大大增加而損壞。為門限制開關(guān)管

VT導(dǎo)通時(shí)的電流應(yīng)力，可將緩沖電感L串入開關(guān)管VT的支路中。電路結(jié)構(gòu)見卜圖。

④開關(guān)管VT關(guān)斷時(shí)緩沖電感L中電流的突變?yōu)?,將感應(yīng)出過電壓，使開關(guān)管VT

的電壓應(yīng)力大大增加，為此需加入續(xù)流二極管VD緩沖電感釋放能量提供續(xù)流回路。電路結(jié)

構(gòu)見下圖。

2)boost型DC-DC電壓變換器構(gòu)建的基本思路

①構(gòu)建boosl型DC-DC電壓變換器的基本原理電路，輸入電流源人通過開關(guān)管VT

與負(fù)載凡.相并聯(lián)。開關(guān)管VT關(guān)斷時(shí)，輸出電流等于輸入電流，即/o=/i：開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí),

輸出電流等于零，即i0=0。輸出電流的平均值為/產(chǎn)(07on+Zi-roff)/T=(1-DM,由于1-DW1,

/o<Ao該電路起到了降流變換的基本功能。電路結(jié)構(gòu)見卜.圖。

②boost型電流變換電路的輸出電流呈方波脈動(dòng)，為抑制輸出電流脈動(dòng)，需要在基本

原理電路的輸出支路中串入濾波電感L電路結(jié)構(gòu)見下圖。

③由于⑼當(dāng)?shù)拈_關(guān)管VT斷開時(shí)，電感L中電流發(fā)生突變,將感應(yīng)出極高的電壓，

以至于開關(guān)管VT所受的電壓應(yīng)力大大增加而損壞。為了限制開關(guān)管VT關(guān)斷時(shí)的電壓應(yīng)力,

可將緩沖電容。并入開關(guān)管VT的兩端。電路結(jié)構(gòu)見下圖。

④開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)緩沖電容兩端電壓由U。突變?yōu)?,將通過VT迅速放電，放電電

流很大，使開關(guān)管VT的電流應(yīng)力大大增加，為此需加入鉗位二極管VD,阻止緩沖電容放

電。電路結(jié)構(gòu)見下圖。

VD￡

______________________rrw>____

/1」《T。凡」

⑤若令變換器電路中的開關(guān)管、二極管、電容、電感均為理想無損元件并考慮變換器

輸入、輸出能量的不變性，得加i=〃&,則buck型電流變換器在完成降流變換的同時(shí)也完

成了升壓變換。boost型電壓變換和buck型電流變換存在功能上的對偶性。由buck型電流

變換器電路可以導(dǎo)出boost型電壓變換器。變換器電路中開關(guān)管的開關(guān)頻率足夠高時(shí)，buck

型電流變換器電路中的輸入電流源支路可以用串聯(lián)大電感的電壓源支路取代。電路結(jié)構(gòu)見K

圖。

考慮到上述電路中緩沖電容C的穩(wěn)壓作用以及該電路的電壓一電壓變換功能，輸出濾

波電感L是冗余元件，可以省略。緩沖電容的作用變換為輸出濾波。電路結(jié)構(gòu)見下圖。

3)boost-buck型DC-DC電壓變換器構(gòu)建的基本思路

將boosi型、buck型變換器電路相互串聯(lián)并進(jìn)行適當(dāng)化簡，即可構(gòu)建boost-buck型變換

器。boost-buck型DC-DC電壓變換器構(gòu)建的方法：

①輸入級采用boost型電壓變換器電路，并將其輸出負(fù)載省略。輸出級則采用buck

型電壓變換器電路，并將其輸入電壓源省略。串聯(lián)boost型電壓變換器電路的輸出與buck

型電壓變換器電路的輸入。

②若假設(shè)兩電路串聯(lián)后的開關(guān)管V1、VT2為同步斬波開關(guān)管，省略冗余元件。根據(jù)

開關(guān)管VT卜VT?導(dǎo)通時(shí)，所構(gòu)成的兩個(gè)獨(dú)立的電流回路拓?fù)?，合并VT］、VT2為VTK，得

到一個(gè)等效電路。

根據(jù)開關(guān)管V「、VT2關(guān)斷時(shí)，所構(gòu)成的兩個(gè)獨(dú)立的電流回路拓?fù)洌喜Di、VD?合

并為VD⑵得到另一個(gè)等效電路。使上述兩個(gè)變換器等效電路的輸入輸出具有公共電位參

考點(diǎn)得到boost-buck型DC-DC電壓變換器。

4)buck-boost型DC-DC電壓變換器構(gòu)建的基本思路將buck型、boost型變換器電路

相互串聯(lián)并進(jìn)行適當(dāng)化簡，即可構(gòu)建buck-boost型變換器。

buck-boost型DC-DC電壓變換器構(gòu)建的方法：

①輸入級采用buck型電壓變換器電路，并將其輸出負(fù)載省略。輸出級則采用boost

型電壓變換器電路，并將其輸入電壓源省略。串聯(lián)buck型電壓變換器電路的輸出與boost

型電壓變換器電路的輸入。

②若假設(shè)兩電路串聯(lián)后的開關(guān)管VTI、VT2為同步斬波開關(guān)管，省略冗余元件。

將VT,.VT2之間的T型儲能網(wǎng)絡(luò)中的電容省略，并合并Li、L2為L時(shí)，合并后的V"、

VT2之間的儲能電感L2仍能使串聯(lián)后的兩級電壓變換器電路正常工作。

根據(jù)開關(guān)管VTi、VT2導(dǎo)通時(shí)，所構(gòu)成的兩個(gè)獨(dú)立的電流回路拓?fù)?，合并VT1、VT2為

VT⑵得到一個(gè)等效電路。

根據(jù)開關(guān)管VTi、VT2關(guān)斷時(shí)，所構(gòu)成的兩個(gè)獨(dú)立的電流回路拓?fù)?，合并VDi、VD2合

并為VD⑵得到另一個(gè)等效電路。

使上述兩個(gè)變換器等效電路的輸入輸出具有公共電位參考點(diǎn)得到buck-boost型DC-DC

電壓變換器。

3.2試比較脈沖寬度調(diào)制PWM和脈沖頻率調(diào)制PFMo

脈沖寬度調(diào)制（PWM）：指開關(guān)管調(diào)制信號的周期固定不變，而開關(guān)管導(dǎo)通信號的寬

度可調(diào)：脈沖頻率調(diào)制（PFM）：指開關(guān)管導(dǎo)通信號的寬度固定不變，而開關(guān)管調(diào)制信號

的頻率可調(diào)。

相同點(diǎn):脈沖寬度調(diào)制（PWM）和脈沖頻率調(diào)制（PFM）都可以調(diào)節(jié)占空比D（Dfn/T），

從而改變電力電子變換器輸出電壓”的大小。不同點(diǎn)：脈沖頻率調(diào)制（PFM）開關(guān)管調(diào)

制信號的頻率是變化的，該控制方式下的變換器輸出紋波大，輸出諧波頻譜寬，濾波實(shí)現(xiàn)

較脈沖寬度調(diào)制（PWM）困難。

3.3電流斷續(xù)對DC-DC變換器電路的分析有何影響？

DC-DC變換器出現(xiàn)緩沖元件中電流斷續(xù)時(shí)，一個(gè)周期內(nèi)有三種不同的換流狀態(tài)，需分

時(shí)間段分析：

①在開關(guān)管VT關(guān)斷期間，續(xù)流二極管的續(xù)流過程結(jié)束（緩沖元件中電流降為0）后，

其兩端電壓不為零。從而使各變換器電流斷續(xù)工作模式對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)電壓增益Gv相對于電流

連續(xù)模式對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)電壓增益有所抬高。并且電流斷續(xù)工作模式對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)電壓增益Gy,

不僅與占空比。有關(guān)還與負(fù)我電阻RL、緩沖電感心開關(guān)頻率人有關(guān)，已與占空比。不成

線性關(guān)系。由變換器輸入輸出功率平衡關(guān)系推出的穩(wěn)態(tài)電流增益Gi=l/G”也不僅與占空比

及有關(guān)還與負(fù)載電阻R.、緩沖電感L、開關(guān)頻率工有關(guān)，與占空比。不成線性關(guān)系。

②開關(guān)管VT關(guān)斷期間承受的反壓應(yīng)分為：二極管續(xù)流中和二極管續(xù)流結(jié)束兩個(gè)時(shí)間

段來分析，對應(yīng)的兩個(gè)反壓值不同。

③二極管不僅在開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)承受反壓，在續(xù)流結(jié)束后亦要承受一定的反壓，且

兩個(gè)反壓值不同。

3.4試分析理想的Buck變換器在電感電流連續(xù)和斷續(xù)情況下，穩(wěn)態(tài)電壓增益與什么因

素有關(guān)。

理想buck變換器在電感電流連續(xù)的情況下穩(wěn)態(tài)電壓增益為Gv。

對電感L利用伏秒平衡特性有：（Ui-U。）?儲=一心）。

Gv=—=—=。，僅與占空比。有關(guān)

UiTs

理想buck變換器在電感電流斷續(xù)的情況下穩(wěn)態(tài)電壓增益為Gv。

令Buck變換器中的二極管續(xù)流時(shí)間為Lm二極管續(xù)流占空比Djotn/Ts,則在后0的

時(shí)間段對電感L利用伏秒平衡特性有：（ULgzUm.

U\ton+fofl,lD+D\

與導(dǎo)通占空比D已不是線性關(guān)系。

開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)間段（儂時(shí)間段）的電流增量AiL+與二極管VD續(xù)流時(shí)間段（仙n時(shí)

間段）的電流增量&r相等且等于電感電流最大值/Lmaxo

DTS=N=牛。2=&（2）

穩(wěn)態(tài)條件下，由于電容C中的平均電流為零，因此，電感電流斷續(xù)時(shí)的電感平均電流

九等于負(fù)載平均電流/。，即九=小

——(A?n+/off)/Lin=g(D+Dl)/Unax

nax

⑶

=T(D+D*也D*

由上述三式可得

_______2

Gv=

~L4/o

1+llH----5--------

VD-Uo/2Lfi

電感電流斷續(xù)的情況下GY不僅與占空比力有關(guān)，還與電感L、負(fù)載電流/°、開關(guān)頻率

舟、以及輸出電流&有關(guān)。

3.5Boos【變換器為什么不宜在占空比。接近1的情況下工作？

因?yàn)樵贐oost變換器中，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，電源與負(fù)載脫離，其能量全部儲存在電感中，

當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，能量才從電感中釋放到負(fù)載。如果占空比。接近于1,那么開關(guān)接近于全

導(dǎo)通狀態(tài)，幾乎沒有關(guān)斷時(shí)間，那么電感在開關(guān)管導(dǎo)通期間儲存的能量沒有時(shí)間釋放，將造

成電感飽和，直至燒毀。因此Boost變換器不宜在占空比。接近1的情況下工作。同時(shí)，從

Boost變換器在電感電流連續(xù)工況時(shí)的變壓比表達(dá)式M=%/匕=1/（1-。）也可以看出，

當(dāng)占空比。接近1時(shí)，變壓比M接近于無窮大，這顯然與實(shí)際不符，將造成電路無法正常

工作。

3.6解釋降壓斬波電路和升壓斬波電路的電容、電感、二極管各起什么作用？

降壓型斬波電路中，電感L和電容C的主要作用是濾波，同時(shí)電感L的儲能將保持負(fù)

載電流的連續(xù)，電容?？煞€(wěn)定輸出電壓4。二極管為主開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的負(fù)載電流續(xù)流二極

管。

升壓型斬波電路中，電感L為開關(guān)管開通時(shí)的儲能元件，電容C為開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的儲

能元件。二極管為兩種模式轉(zhuǎn)換過程中的隔離開關(guān)元件，開關(guān)管開通時(shí)二極管關(guān)斷，開關(guān)管

關(guān)斷時(shí)二極管開通。

3.7簡述伏秒平衡和安秒平衡原則，并分別用兩種方法分析Cuk變換器的輸出/輸入關(guān)

系。

（1）電感電壓的伏秒平衡特性

穩(wěn)態(tài)條件下，理想開關(guān)變換器中的電感電壓必然周期性重復(fù)，由于每個(gè)開關(guān)周期中電感

的儲能為零，并且電感電流保持恒定，因此，每個(gè)開關(guān)周期中電感電壓UL的枳分恒為零，

即：

以udt=0

“'onL

電容電流的安秒平衡特性

穩(wěn)態(tài)條件下，理想開關(guān)變換器中的電容電流必然周期性重復(fù)，而每個(gè)開關(guān)周期中電的儲

能為零，并且電容電壓保持恒定，因此，每個(gè)開關(guān)周期中電容電流ic的積分恒為零，即

￡”=（：&出+04=（）

（2）Cuk變換器電感電流連續(xù)時(shí)：

①對電感〃,必分別利用伏秒平衡特性進(jìn)行分析有

以“=（力

得到穩(wěn)態(tài)電壓增益GV=2=#=—=旦

②對電容C利用安秒平衡特性進(jìn)行分析有

&=4（￡-%）

根據(jù)理想變換器輸入輸出功率平衡原理

得到穩(wěn)態(tài)電壓增益

G」-二=」^一2

'G；104-a1-。

當(dāng)112VDV1時(shí)，即cuk變換器的穩(wěn)態(tài)電壓增益Gv>h則Cuk變換器具有升壓

特性；而當(dāng)OVOV1/2時(shí)，即cuk變換器的穩(wěn)態(tài)電壓增益GvVl,則Cuk變換器具有

降壓特性。因此，Cuk變換器是升、降壓變換器，并且其輸入、輸出電壓具有相反的極性

（3）Cuk變換器電感電流斷續(xù)時(shí)

①對電感6、心分別利用伏秒平衡特性進(jìn)行分析有

卬。n=（-—

（U°Wn=-以行1

其中Cuk變換器中的二極管續(xù)流時(shí)間為rofli

得到穩(wěn)態(tài)電壓增益Gv=2=（?

q0】

②對電容C利用安秒平衡特性進(jìn)行分析有

/oJn=AZoffl

根據(jù)理想變換器輸入輸出功率平衡原理得到穩(wěn)態(tài)電壓增益

G=1=A=V=￡

vG4U.D,

3.8試分析在直流斬波電路中儲能元件（電容、電感）的作用。試以Cuk電路為例分

析。

直流斬波電路中的儲能元件（電容、電感）有濾波與能量緩沖，能量傳遞三種基本功能。

一般而言，濾波元件常設(shè)置在變換器電路的輸入或輸出，而能量緩沖元件常設(shè)置在變換器電

路的中間。以Cuk電路為例

L、“為能量緩沖元件；G為傳遞能量的耦合元件：C2為輸出濾波元件。

3.9試解釋Cuk變換器中間電容電壓等于電源電壓Ui與負(fù)載電壓U。之和，即

Uci=5+U0?

由于Cuk變換器中有兩個(gè)緩沖電感元件必、七，，因此，對電感必、上分別利用伏秒平

衡特性進(jìn)行分析，不難得出

(3-37)

(UicJgfgF)(3-38)

令PWM占空比。=6/￡，則由式（3-37）、（3?38）可求出Cuk變換器的電感電流連續(xù)

時(shí)的穩(wěn)態(tài)電壓增益Gv為

聯(lián)立式（3-37）、式（3?39）,不難得出UCI=UQ+U\

3.10試分析Buck-Boost變換器和Boost-Buck變換器各有何特點(diǎn)。

（1）Buck-Boost型電壓變換器和Boost-Buck型電壓變換器兩者的輸入輸出電壓極

性均為反向極性；

（2）Buck-Boost型電壓變換器電路結(jié)構(gòu)簡單，儲能元件較少，為一個(gè)電感，一個(gè)電

容；

Boost-Buck型電壓變換器電路結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，儲能元件較多，為兩個(gè)電感，兩個(gè)電容；

（3）Buck-Boost型電壓變換器的輸入和二極管輸出電流均為斷續(xù)的脈動(dòng)電流；

（4）Boost-Buck型電壓變換器的輸入輸出均有電感，因此變換器的輸入輸出電流一

般情況下均為連續(xù)電流（輕載時(shí)電流可能斷續(xù)），濾波易實(shí)現(xiàn)。

3.11試以二象限D(zhuǎn)C-DC變換器為例具體分析電路中二極管的作用。

圖3/0電流可逆型二象限D(zhuǎn)C—DC變換器

二象限D(zhuǎn)C-DC變換器電路中二極管的作用為通過續(xù)流緩沖負(fù)載無功，避免負(fù)載電感

中電流突變，感應(yīng)出過電壓。同時(shí)二極管VDi、VD2還實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開通，減少

了開通損耗，具體工作過程如下：

VTKVT2采用互補(bǔ)調(diào)制驅(qū)動(dòng)；

VTi導(dǎo)通前，VDi導(dǎo)通續(xù)流，輸出電流反向減小；

/o=0,V?零電壓開通，直流側(cè)電源通過V「向負(fù)載供電，輸出電壓〃。=%，輸出電流

i。正向增大，負(fù)載電感儲能增加；

VTi關(guān)斷，由于負(fù)載電感電流不能突變，VD2導(dǎo)通續(xù)流，輸出電壓〃。=0。采用互補(bǔ)調(diào)

制驅(qū)動(dòng)模式使VT2有驅(qū)動(dòng)信號，但因VD2導(dǎo)通對VT2形成了反壓鉗位,VT2不能導(dǎo)通，因此

輸出電流i。正向減小，負(fù)載電感儲能儲能減少；

/o=0,VD2關(guān)斷，VT2零電壓開通，負(fù)載電動(dòng)勢通過v?向負(fù)載電阻和電感供電，輸出

電壓曲=0,輸出電流力反向增加，負(fù)載電感儲能增加；

VTz關(guān)斷，由于電感電流不能突變，VDi導(dǎo)通續(xù)流，輸出電壓〃。=的。采用互補(bǔ)調(diào)制驅(qū)

動(dòng)模式使VTi有驅(qū)動(dòng)信號，但因VDi導(dǎo)通對VTi形成了反壓鉗位,不能導(dǎo)通，輸出電流

反向減小，負(fù)載電感儲能儲能減少。

3.12兩象限和四象限D(zhuǎn)C-DC變換器有何區(qū)別？驅(qū)動(dòng)直流電動(dòng)機(jī)正反轉(zhuǎn)運(yùn)行應(yīng)采用何

種DC-DC變換器？

二象限D(zhuǎn)C-DC變換器輸出電壓極性不變，輸出電流極性可變；四象限D(zhuǎn)C-DC變換器

輸出電壓，輸出電流極性均可變；兩種變換器能實(shí)現(xiàn)能量的雙向傳輸。

驅(qū)動(dòng)直流電動(dòng)機(jī)正反轉(zhuǎn)運(yùn)行需改變電樞電壓極性，應(yīng)采用輸出電壓可逆的四象限

DC-DC變換器。

3.13試說明隔離型DC-DC變換器出現(xiàn)的意義是什么。

①形成低壓供電負(fù)載與電網(wǎng)電壓之間的電氣隔離

②通過變壓器變壓，縮小變換器輸出電壓等級與輸入電壓等級之間的差異，擴(kuò)大調(diào)節(jié)

控制范圍

③通過設(shè)置不同匝數(shù)的副邊耦合繞組形成多路輸出，提供不同數(shù)值，不同極性的輸出

電壓

3.14單端正激式變換器和單端反激式變換器有何區(qū)別？

①變換器變壓器原邊副邊工作時(shí)間：

單端正激式變換器：變壓器原邊副邊同時(shí)在開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)工作。

單端反激式變換器：變壓器原邊在開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)工作，變壓器副邊在開關(guān)管VT關(guān)

斷時(shí)工作，兩者不同步。

②變壓器原邊加有單方向的脈沖電壓，由于磁芯的磁滯效應(yīng)，當(dāng)VT關(guān)斷時(shí)，線圈電

壓或電流I可到零，而磁芯中磁通并不I可到零，形成剩磁通。剩磁通的累加可能導(dǎo)致磁芯飽和，

因此需要進(jìn)行磁復(fù)位。磁復(fù)位的方式：單端正激式變換器：變壓器儲存的磁能通過去磁繞組

M和箝位二極管VD2構(gòu)成的復(fù)位電路饋送到輸入電源側(cè)。單端反激式變換器：變壓器儲存

的磁能通過副邊繞組傳輸給輸出負(fù)載。

③輸出電壓的決定因素：

單端正激式變換器：UouL6o-a輸出電壓僅決定于變換器輸入電壓、變壓器的匝

n

比和〃功率管的占空比，與負(fù)載電阻無關(guān)。具有降壓功能。單端反激式變換器：變壓器磁

通連續(xù)狀態(tài)和磁通臨界連續(xù)狀態(tài)下u。=a4?〃一,輸出電壓僅決定于變換器輸入電壓、

°*n1-D

變壓器的匝比和功率管的占空比，與負(fù)載電阻無關(guān)，具有升降壓功能。變壓器磁通連續(xù)狀

態(tài)和磁通臨界連續(xù)狀態(tài)下uo=」，輸出電壓與負(fù)載電阻RL有關(guān)，RL愈大則

輸出電壓愈高，反之負(fù)載電阻愈小，則輸出電壓愈低，因此在進(jìn)行開環(huán)實(shí)驗(yàn)時(shí)，不應(yīng)讓負(fù)

載開路，必須接入一定的負(fù)載，或者在電路中接入“死負(fù)載”。此外輸出電壓以隨輸入電壓

5的增大而增大;也隨導(dǎo)通時(shí)間公的增大而增大:還隨M繞組的電感量幺的減小而增大。

3.15說明題3.15圖隔離型Buck電路中由繞組M和二極管VDz構(gòu)成的支路有何作用。

題3.15圖

隔離型Buck變換器在開關(guān)管VT截止期間，副邊傳遞能量的整流二極管VD也截止，

儲存于變壓器磁芯中的剩磁能量無釋放途徑，從而會(huì)造成剩磁通積累，導(dǎo)致的磁芯飽和。電

路中設(shè)置由繞組M和二極管VD?構(gòu)成的支路為磁芯復(fù)位支路。在開關(guān)管VT截止期間，M

兩端感應(yīng)出上正下負(fù)的電壓UN3,當(dāng)UN3大小超過Ui時(shí)，VD?導(dǎo)通，將變壓器儲存的剩磁能

量送回輸入電源側(cè)，同時(shí)將UN3鉗位在Ui上。M和M將承受下正上負(fù)的電壓，若有M=

M，則UN產(chǎn)Ui，UN2=U，n,開關(guān)管VT承受反壓為（4*=5+為產(chǎn)2人鉗位二極管VD?保證

變壓器原副邊繞組，去磁繞組M兩端均不產(chǎn)生過電壓。并且將開關(guān)管VT,副邊整流二極管

VD承受的反壓峰值限制在一定范圍內(nèi)，避免了器件損壞。

3.16試推導(dǎo)負(fù)載電流連續(xù)時(shí)隔離型Buck-Boost變換器的榆出直流電壓平均值。

在負(fù)載電流連續(xù)的情況下

VT導(dǎo)通期間磁通增量為

N[onNs

VT關(guān)斷期間磁通增量為

uu

城戈（入）任小。）且

在穩(wěn)態(tài)條件下，變壓器一個(gè)周期內(nèi)應(yīng)無剩磁積累即

△。十二

^--DT=^-(i-D)Ts

1s

N、N2

得輸出電壓表達(dá)式

U''=U'~"TD

3.17試分析負(fù)載開路時(shí)，隔離型Buck-Boost變換器會(huì)出現(xiàn)何種現(xiàn)象。

若隔離型Buck-Boost變換器工作在磁通連續(xù)或臨界連續(xù)的模式卜一輸出電壓為

與負(fù)載無關(guān)，則無影響;

n\-D

若隔離型Buck-Boosl變換器工作在磁通斷續(xù)的模式下，輸出電壓為U0=U4n&

2LJ

由此可見，輸出電壓口與負(fù)載電阻治有關(guān)，凡愈大則輸出電壓愈高，反之負(fù)載電阻愈小,

則輸出電壓愈低，這是反激變換器的一個(gè)特點(diǎn)。在進(jìn)行開環(huán)實(shí)驗(yàn)時(shí)，不應(yīng)讓負(fù)載開路，必須

接入?定的負(fù)載，或者在電路中接入“死負(fù)載”。此外輸出電壓4隨輸入電壓Ui的增大而

增大；也隨導(dǎo)通時(shí)間的增大而增大；還隨M繞組的電感量心的減小而增大。

VT截止時(shí)，VD導(dǎo)通，副邊繞組M上的電壓幅值近似為輸出電壓U。（忽略VD的正向

壓降及引線壓降），這樣，繞組Ni上感應(yīng)的電勢UM應(yīng)為因此VT截止期間

Ni

漏一源極間承受的電壓為^腌=&+0附=&+等（7.。由于UDS與輸出電壓〃有關(guān)，Uo

還隨負(fù)載電阻的增大而升高。因此，負(fù)載開路時(shí)，容易造成管子損壞。

3.18試說明變壓器隔離的推挽式變換器和變壓器隔離的全橋變換器的特點(diǎn)是什么。

①變壓器隔離的推挽式變換器是由開關(guān)管的控制信號占空比相同，在相位上相差180。

的兩個(gè)正激變換器的輸出并聯(lián)得到，相比雙正激變換器，推挽式變換器中將續(xù)流二極管去掉,

濾波電感經(jīng)過變壓器副邊繞組和整流一極管續(xù)流，且兩個(gè)變壓器共用一個(gè)磁芯，每個(gè)正激變

換器從另一個(gè)正激變換器的原邊繞組和IGBT得本體二極管進(jìn)行磁復(fù)位，從而也將原來的磁

復(fù)位電路去掉，這使得推挽變換器電路簡單，且擁有較高的磁芯利用率

②變壓器隔離的全橋變換器，使用兩個(gè)開關(guān)管串聯(lián)起來作一個(gè)開關(guān)管用，降低了開關(guān)

管電壓應(yīng)力；且全橋變換器中的四個(gè)開關(guān)管工作在交錯(cuò)的半周，對角線相對的管子VT?和

VT4或VT2和VT3同時(shí)導(dǎo)通，變壓器原邊磁通在一個(gè)半周沿磁滯向線上移，在另一個(gè)半周沿

著磁滯回線反極性下移，從而提高了變壓器的利用率。

3.19試畫出變壓器隔離的全橋變換器的電路拓?fù)?，并分析其變壓器原邊、開關(guān)管兩端

的電壓波形和流過變壓器原邊的電流波形。

（1）變壓器隔離的全橋變換器的電路拓?fù)淙鐖D所示

（2）隔離型全橋變換器變壓器原方、開關(guān)管兩端的電壓波形和流過變壓器原邊的電

流波形

小力階段：能量傳輸階段；的時(shí)亥IJ，給V】、VT』加驅(qū)動(dòng)信號，VTHVT4飽和導(dǎo)通。VT2、

VT4兩端電壓〃向、"E均為0。VT2、VT3均承受反壓Ui即依2、均為Ui。由于VT1、

VT4導(dǎo)通，變壓器原邊繞組Np兩端電壓“T極性為上正下負(fù)，大小等于輸入電壓修。其中流

過電流%,%由負(fù)載電流折算值和磁化電流所組成并且在正方向上隨時(shí)間以額定速率逐漸增

大。同時(shí)，副邊的整流二極管VDs導(dǎo)通，VD6關(guān)斷，電流上升速率由濾波電感L確定。

AT2階段：續(xù)流階段；VTI~VT4均關(guān)斷，VTHVT4串聯(lián)承受反壓Ui，VT2、VT3串聯(lián)

承受反壓g,則VT-VT4兩端電壓均為6V2。變壓器原邊繞組NP流過電流%=0.電感L中的

電流通過變壓器副邊繞組和二極管VD5、VDG續(xù)流，兩個(gè)二極管VD5、VD6幾乎同等的導(dǎo)通，

也有相同的正向壓降，因而變壓器副邊繞組Ns兩端電壓為0,折算到變壓器原邊繞組M兩

端電壓WT也為0。t2時(shí)刻，給VT2、VT3加驅(qū)動(dòng)信號，VT2、VT3飽和導(dǎo)通，電路進(jìn)入下半

周期

f2~/3階段：能量傳輸階段；f2時(shí)刻,給VT2、VT3加驅(qū)動(dòng)信號,VT2>VT3飽和導(dǎo)通。

VT2、VT3兩端電壓■2、均為0。VT|、VT4均承受反壓Ui即?cel>〃ce4均為5。由于

VT2、VT3導(dǎo)通，變壓器原邊繞組Np兩端電壓"T極性為上負(fù)下正，大小等于輸入電壓Ui。

其中流過電流ip,ip由負(fù)載電流折算值和磁化電流所組成并且在反方向上隨時(shí)間以額定速率

逐漸增大。同時(shí)，副邊的整流一.極管VD6導(dǎo)通，VDs關(guān)斷，電流上升速率由濾波電感L確

定。

f3~f4續(xù)流階段；VT|~VT4均關(guān)斷，VTHVT4串聯(lián)承受反壓Ui，VT2>VT3串聯(lián)承受反

壓心則VT.VT4兩端電壓均為W2o變壓器原邊繞組NP流過電流/P=0o電感L中的電流

通過變壓器副邊繞組和二極管VDs、VD6續(xù)流，兩個(gè)二極管VDs、V4幾乎同等的導(dǎo)通，也

有相同的正向壓降，因而變壓器副邊繞組Ns兩端電壓為0,折算到變壓器原邊繞組M兩端

電壓MT也為0。

3.20試以半橋變換器為例，說明開關(guān)管動(dòng)態(tài)特性參數(shù)對電路工作有何不利影響，可以

采取何種措施消除或減小這些影響。

圖3-28半橋變換器的電路拓?fù)?/p>

開關(guān)管動(dòng)態(tài)特性參數(shù)對電路工作有何不利影響：由于兩個(gè)電容連接點(diǎn)B的電位隨VT,.

VT2導(dǎo)通情況而浮動(dòng)的，所以能自動(dòng)地平衡每個(gè)晶體管開關(guān)的伏秒值。若這兩個(gè)晶體管開關(guān)

具有不同的開關(guān)動(dòng)態(tài)特性參數(shù),即在相同寬度的基極驅(qū)動(dòng)脈沖作用下開關(guān)管VT.較慢關(guān)斷，

而開關(guān)管VT2則較快關(guān)斷時(shí)，則在VTi連接點(diǎn)處產(chǎn)生了不平衡的伏?秒值。如果讓這種不平

衡的波形驅(qū)動(dòng)變壓器，將會(huì)發(fā)生偏磁現(xiàn)象，致使鐵芯飽和并產(chǎn)生過大的開關(guān)管集電極電流,

從而降低了變換器的效率，使開關(guān)管失控，甚至燒毀。

改善偏磁現(xiàn)象的措施：在變壓器原邊線圈中加入一個(gè)串聯(lián)耦合電容C3,則與不平衡的

伏?秒值成正比的直流偏壓將被此電容通過隔直作用濾掉，這樣在開關(guān)管導(dǎo)通期間，就可以

平衡電壓的伏?秒值。

減少開關(guān)管動(dòng)態(tài)特性參數(shù)對電路工作的不利影響：在晶體管基極電路上加入嵌位二極管,

使其工作在臨界飽和狀態(tài)下，較少了存儲時(shí)間，使晶體管的關(guān)斷時(shí)間盡量趨于一致。

3.21Buck電路是如何實(shí)現(xiàn)電壓變換、電流變換的；Buck電路和Boost電路又有怎樣

的聯(lián)系？

圖3.1為基本的DC-DC電壓變換原理電路及輸入、輸出波形?；镜腄C-DC電壓變換

原理電路圖見圖3.1(a),從圖中可以看出：輸入電壓源山通過開關(guān)管VT與負(fù)載&相關(guān)聯(lián)，

當(dāng)開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓等于輸入電壓，即詼二跖；而當(dāng)開關(guān)管VT關(guān)斷時(shí)，輸出電壓

等于零，即〃產(chǎn)0?；倦妷鹤兓妮敵霾ㄐ稳鐖D3.1(c)所示，顯然，若令輸出電壓的平

均值為八，則U《的?？梢妶D3.1(a)所示的電壓變換器實(shí)現(xiàn)了降壓型DC-DC變換器(Buck

電壓變換器)的基本變換功能。

圖3J(b)為基本的DC-DC電流變換原理電路，從圖中可以看出：輸入電流源小通過

開關(guān)管VT與負(fù)載&相并聯(lián)，當(dāng)開關(guān)管VT關(guān)斷時(shí)，輸出電流等于輸入電流，即而當(dāng)

開關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)，輸出電流為0,即，；尸0?；镜碾娏髯兓妮敵霾ㄐ稳鐖D3.1(d)所示，

顯然，若令輸出電流的平均值為1°,則Zo</io圖3.1(b)所示的變換電路實(shí)現(xiàn)了降流型DC-DC

變換器(Buck電流變換器)的基本變換功能。

(a)電壓變換原理電路(b)電流變換原理電路

(c)電壓變換波形(d)電流變換波形

圖3-1DC-DC電壓、電流變換原理電路及輸入、輸出波形

若考慮變換器的輸入、輸出能量的不變性(忽略電路及元器件的損耗)，則Buck型電

壓變換器在完成降壓變換的同時(shí)也完成了升流變換，同理Boost型電流變換器在完成降流變

換的同時(shí)也完成了升壓變換?？梢?，Boost型電壓變換和Buck型電流變換以及Boost型電流

變換和Buck型電壓變換存在功能上的對偶性。

3.22如何在Buck和Boost電路的基礎(chǔ)上構(gòu)建升降壓斬波電路？并比較Buck-Boost電

路和Boost-Buck電路之間存在怎樣的異同點(diǎn)。

將Boost型、Buck型變換器電路相互串聯(lián)并進(jìn)行適當(dāng)化簡，即可構(gòu)建Boost-Buck型變

換器。Boost-Buck型DC-DC電壓變換器構(gòu)建的方法：

①輸入級采用Boost型電壓變換器，并將其輸出負(fù)載省略。

輸出級則采用Buck型電壓變換器電路，并將其輸出電壓源省略。

串聯(lián)Boost型電壓變換器電路的輸出與Buck型電壓變換器電路的輸入。

②若假設(shè)兩電路串聯(lián)后的開關(guān)管VI、VT2為同步斬波開關(guān)管，省略冗余元件。

根據(jù)開關(guān)管VTi、VT2導(dǎo)通時(shí)，所構(gòu)成的兩個(gè)獨(dú)立的電流回路拓?fù)?，合并VTi、VT2為

VT⑵得到一個(gè)等效電流。

根據(jù)開關(guān)管VTi、VT2關(guān)斷時(shí)，所構(gòu)成的兩個(gè)獨(dú)立的電流【可路拓?fù)?，合并VDi、VD2合

并為VD⑵得到另一個(gè)等效電路。

使上述兩個(gè)變換器等效電路的輸入輸出具有公共電位參考點(diǎn)得到boost-buck型DC-DC

電壓變換器。

兩類變換器的輸入輸出電壓極性均為反向極性，相對于Boost-Buck型電壓變換器，

Buck-Boosl型電壓變換器電路結(jié)構(gòu)簡單，并且其中的儲能元件也比較小。但是Buck-Boost

型電壓變換器中由于輸入輸出電流均有電感，因此變換器的輸入輸出電流一般情況下均為連

續(xù)電流（輕載時(shí)電流可能斷續(xù)）。

3.23簡述如圖所示的升壓斬波電路的工作原理。

題3.23圖

假設(shè)電路中的電感值L值很大，電容C值也很大。當(dāng)VT處于通態(tài)時(shí)，電源向電感L

充電，充電電流基本恒定為人,同時(shí)電容C上的電壓向負(fù)載R供電，因C值很大，基本保持

輸出電壓為恒值U”設(shè)VT處于通態(tài)的時(shí)間為6,此階段電感L上積蓄的能量為以血n。當(dāng)

VT處于斷態(tài)時(shí)E和L共同向電容C充電并向負(fù)載R提供能量。設(shè)VT處于斷態(tài)的時(shí)間為rOff,

則在此期間電感￡釋放的能量為（U0-E）/1W0當(dāng)電路工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，一個(gè)周期丁中電感上

積蓄的能量與釋放的能量相等，即：

化簡得:

r+Z

onoffE=J_E

式中的「〃西之1，輸出電壓高于電源電壓，故稱該電路為升壓斬波電路。

3.24什么是直流斬波電路的電流連續(xù)狀態(tài)和電流斷續(xù)狀態(tài)？

基本直流斬波電路包含降壓（Buck）斬波電路、升壓（Boost）斬波電路，升降壓

（Buck-Boost）斬波電路和丘克（Cuk）斬波電路。對于Buck、Boost和Buck-Boost斬波電

路，電流連續(xù)狀態(tài)對應(yīng)電感電流恒大于零，介于人與/2之間變化；電流斷續(xù)狀態(tài)是指在開

關(guān)器件關(guān)斷的m期間內(nèi)，電感電流上已降為零，且保持一段時(shí)間。對于Cuk斬波電路，電

流連續(xù)狀態(tài)是指在開關(guān)器件關(guān)斷的后f期間內(nèi)，流過二極管VD（不是電感）的電流總是大

于零：電流斷續(xù)狀態(tài)是指開關(guān)器件關(guān)斷的期間內(nèi)，流過VD電流降為零，且保持一段時(shí)

間。

3.25試分別簡述升降壓斬波電路和Cuk斬波電路的基本原理，并比較其異同點(diǎn)。

升降壓斬波電路的基本原理：當(dāng)可控開關(guān)VT處于通態(tài)時(shí)，電源E經(jīng)VT向電感L供電

使其貯存能量。此后，使VT關(guān)斷，電感L中貯存的能量向負(fù)載釋放。負(fù)載電壓極性為上負(fù)

下正，與電源電壓極性相反。

穩(wěn)態(tài)時(shí)，一個(gè)周期T內(nèi)電感L兩端電壓的.對時(shí)間的積分為零，即

當(dāng)VT處于通態(tài)期間，〃L=E；而當(dāng)VT處于斷態(tài)期間，WL=-Woo于是:

Ef°n=以襦

所以輸出電壓為:

E=—22—

改變導(dǎo)通比輸出電壓既可以比電源電壓高，也可以比電源電壓低。當(dāng)時(shí)為

降壓，當(dāng)1/24<1時(shí)為升壓，因此將該電路稱作升降壓斬波電路。

Cuk斬波電路的基本原理：當(dāng)VT處于通態(tài)時(shí)，ETi—VT何路和R—E—C—VTI可路

分別流過電流。當(dāng)VT處于斷態(tài)時(shí)，E-Li-C-VD回路和R—LTD回路分別流過電流。

輸出電壓的極性與電源電壓極性相反。

假設(shè)電容C很大使電容電壓〃c的脈動(dòng)足夠小時(shí)。當(dāng)開關(guān)S合到B點(diǎn)時(shí),B點(diǎn)電壓?B=0,

A點(diǎn)電壓?A=-?c：相反，當(dāng)S合到A點(diǎn)時(shí)，“B二〃C，?A=0o因此，B點(diǎn)電壓“B的平均值為

UB斗Ue（Ue為電容電壓"c的平均值），又因電感小的電壓平均值為零，所以

E=UB*U-另一方面，A點(diǎn)的電壓平均值為UA=-與UC，且小的電壓平均值為

零，按圖34中輸出電壓”的極性，有U。二半U(xiǎn)c。于是可得出輸出電壓U。與電源電壓

E的關(guān)系：

兩個(gè)電路實(shí)現(xiàn)的功能是一致的，均可方便的實(shí)現(xiàn)升降壓斬波。與升降壓斬波電路相比，

Cuk斬波電路有一個(gè)明顯的優(yōu)點(diǎn)，其輸入電源電流和輸出負(fù)載電流都是連續(xù)的，且脈動(dòng)很小，

有利于對輸入、輸出進(jìn)行濾波。

3.26對于如圖所示的橋式可逆斬波電路，若需使電動(dòng)機(jī)工作于反轉(zhuǎn)電動(dòng)狀態(tài)，試分析

此時(shí)電路的工作情況，并繪制相應(yīng)的電流流通路徑圖，同時(shí)標(biāo)明電流流向。

需使電動(dòng)機(jī)工作于反轉(zhuǎn)電動(dòng)狀態(tài)時(shí)，由V3和VD3構(gòu)成的降壓斬波電路工作，此時(shí)需要

V2保持導(dǎo)通，與V3和VD3構(gòu)成的降壓斬波電路相配合。

當(dāng)V3導(dǎo)通時(shí)，電源向M供電，使其反轉(zhuǎn)電動(dòng)，電流路徑如下圖：

當(dāng)V3關(guān)斷時(shí)，負(fù)載通過VDa續(xù)流，電流路徑如下圖:

二、計(jì)算題

3.27如圖所示為理想Buck變換器，已知：Ud=100V,開關(guān)頻率為20kHz,占空比為

￡)=0.6,電阻為R,電感為L,電容為C。試計(jì)算在電流連續(xù)狀態(tài)下的：

(I)輸出電壓；

(2)電感電流的最大值和最小值：

(3)開關(guān)管和二極管的最大電流；

(4)開關(guān)管和二極管承受的最大電壓。

在電流連續(xù)狀態(tài)下

(1)輸出電壓Uo=DUi=DUd=0.6x100=60V

-5

(2)Ts=—!-^-=5X10S

20xl03

-5-5

ton=D7；=0.6x5x10=3x10s

/o=--

R

穩(wěn)態(tài)電流脈動(dòng)

VT導(dǎo)通時(shí)4心=生烏加；VT關(guān)斷時(shí)=—(7；-/o?)：

LL

,,1.UoUi-U?

/I.max=I..H△A〃.+=H---------ton

°2R2L

1.Ik、

/rLmin=/ro---AA/L-=---------(is-ton)

2R2L

己知U°=60V,g=Ud=100V代入上述表達(dá)式得

,60100-60