DSP應用系統(tǒng)設計大作業(yè)

DSP應用系統(tǒng)設計大作業(yè)

專業(yè)：電子與通信工程

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題目一

一、線性調頻(LFM)信號

為了提高雷達的作用距離和距離分辨率，實際中通常采用寬脈沖發(fā)射以提高

發(fā)射的平均功率，保證足夠大的作用距離；而接收時采用相應的脈沖壓縮算法獲

得窄脈沖，以提高距離分辨率，較好的解決了雷達作用距離與距離分辨率之間的

矛盾。而獲得大的頻帶信號，采取LFM信號調制，可以將信號頻域展寬，同時也

充分利用了雷達發(fā)射功率，擴大作用距離，接收時采用匹配濾波器(Matched

FiIter)壓縮脈沖。

線性調頻(LinearFrequencyModuIation)信號是指頻率隨時間而線性改

變(增加或減少)的信號。線性調頻信號s(t)可表示為：

s(。=rect早e2

-T/2<t<T/2(1.1)

式中力為中心頻率，為矩形信號，

rect(/-)J=<i,|IT1|U2

'[0,others

(1.2)

K=B/T,是調頻斜率，可得信號的瞬時頻率為

f=±^=±iUft+^i\=f+Kt

Ji2兀dt271dt\_(Jc2Jc

-T/2<t<T/2(1.3)

T為線性調頻信號的時寬，B為帶寬?？芍矔r頻率呈線性變化，當K>0時，

頻率遞增，K<0則遞減。

將1.1式中的信號重寫為：

sQ)=S(t)eJ2^

(1.4)

式中，

S(t)-rect(J—)einK,Z

(1.5)

是信號s(t)的復包絡，也即為零中頻LFM信號。

根據(jù)題目栗求，可知波形數(shù)據(jù)采樣頻率fs=20MHZ,取脈沖寬度7=123,

則可以得知采樣數(shù)據(jù)長度N=/7=2400,調制帶寬為B=6MHZ。利用Matlab

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生成所需調頻信號，并生.dat數(shù)據(jù)文件以便VisualDSP++軟件仿真調用。信號為

復數(shù)信號，復數(shù)數(shù)據(jù)實部虛部交叉存儲，奇數(shù)序列為實數(shù)序列，偶數(shù)序列為虛數(shù)

序列。以下Matlab程序產(chǎn)生式(1.5)的零中頻線性調頻信號：

dearall;

T=120e-6;

B=6e6；

K=B/T；

Fs=20e6；

N=T*Fs;

t=/inspace(~T/2fT/2fN);

St=exp(j*pi*K*t.^2);

subplot(221),plot(t*1e6trea/(St)Jk9;

title(，零中頻線性調頻信號的實部');

xlabel('Timeinus'),ylabel('real(St),);

gridon;axis([-3030-11]);

subplot(222),plot(t*1e6,imag(St),'k');

title('零中頻線性調頻信號的虛部');

xlabel('Timeinus'),ylabel('imag(St),);

gridon;axis([SO30-11]);

freq二Iinspace(-Fs/2,Fs/2,N);

subplot(223),plot(freq*1e-6,fftshift(abs(fft(St))),,k');

titleC零中頻線性調頻信號的頻譜,);

xlabe/('FrequencyinMHz')fylabe/CS(f)');

gridon;axistight;

fi=K*t;

subplot(224),plot(t*1e6ffi*1e-6,'k')；

title(，零中頻線性調頻信號的瞬時頻率');

xlabel('Timeinus'),ylabel('fiinMHZ');

gridon;axistight;

saveinput,dat-asc77St

fd=fopen('input.dat'wt');

a=rea/(St);

b=imag(St);

fori=1：1:2400

fprintf(fdf'%g\n',a(i));

，

fprintf(fd,%g\n'fb(i));

end

fc/ose(fd);

如圖1所示為零中頻線性調頻信號各曲線圖。

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圖1零中頻線性調頻信號各曲線圖

二、脈沖壓縮原理

脈沖壓縮技術是指雷達發(fā)射出寬脈沖信號，在接收端回波寬脈沖信號通過處

理后得到窄脈沖的實現(xiàn)過程。

脈沖壓縮器的設計實際上就是匹配濾波器的設計。匹配濾波可以在時域實

現(xiàn)，也可以在頻域實現(xiàn)。式1.5的零中頻線性調頻信號即為發(fā)射信號，根據(jù)匹配

濾波理論，它的匹配濾波器時域脈沖響應為：

恤)=S*(-r)

(2.1)

將式(1.5)代入式(2.1)得

//(/)=red(")

(2.2)

S⑴下匹配濾波h(t)SO(y

圖2零中頻LFM信號的匹配濾波

LFM脈沖信號經(jīng)匹配濾波器后的輸出SO(t)信號，當時，包絡近似為辛

克(sine)函數(shù)。而此時壓縮后的脈沖寬度：TO=1/B,LFM信號的壓縮前脈沖寬

度T和壓縮后的脈沖寬度TO之比通常稱為壓縮比D,即

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(2.3)

式(2.3)表明，壓縮比也就是LFM信號的時寬頻寬積。

輸出SO(t)的最大副瓣電平為主瓣電平的13.2dB,在多目標環(huán)境下，旁瓣會

淹沒附近較小的目標，從而引起目標丟失，所以通常引入加權函數(shù)(窗函數(shù))對

信號進行失配處理以抑制副瓣產(chǎn)生的消極影響，其副作用是輸出信號的包絡主瓣

降低、變寬，即旁瓣抑制是以信噪比損失及距離分辨力變壞作為代價的。設時域

加權函數(shù)為w(t),加權函數(shù)可以選擇海明窗、漢寧窗等。則加權后輸出為：

(2.4)

頻域實現(xiàn)實際上就是將時域的匹配濾波的時域卷積運算轉到頻域來運算(快

速卷積算法)。因脈沖壓縮的點數(shù)比較大時，頻域FFT法的處理速度要比時域實

現(xiàn)快很多，大大減少了運算量。

用頻域FFT法實現(xiàn)脈壓的具體過程如圖3如下：對信號S(n)進行FFT變換

得到S(K),S(K)與發(fā)射信號S(n)的FFT的復共機S*(K)相乘，然后再對乘積作

IFFT而獲得時域脈壓結果。由于S*(K)可以預先算出存入DSP的RAM空間里，每

次運算時，只需讀出RAM中的數(shù)值即可進行運算。因此S*(K)可以利用Matlab

直接生成。軟件生成后在對脈壓作加窗處理時，僅需將窗函數(shù)W(K)與S*(K)的乘

積H(K)=S*(K)?W(K)存入RAM中即可，不會額外增加存儲量及運算量。用頻域

FFT法實現(xiàn)高速數(shù)字脈沖壓縮，文中的脈沖壓縮就是基于圖3的原理實現(xiàn)的。

圖3頻域脈沖壓縮原理結構圖

為節(jié)省運算時間，所以將頻域脈壓系數(shù)H(K)預先處理好。已知輸入信號序

列為零中頻線性調頻信號，根據(jù)題目要求在第二節(jié)已求出輸入信號序列，因此根

據(jù)公式易求出匹配濾波系數(shù)序列h(n),但為保證利用FFT計算線性卷積不出現(xiàn)

混疊失真，則循環(huán)卷積長度必須滿足L=N+M7,其中L為卷積長度，N和M分別

為兩卷積序列長度。根據(jù)MATLAB生成的輸入數(shù)據(jù)可知N和M均為2400點，因此

卷積長度，由于采用FFT進行計算，因此L必須為2的整數(shù)次幕，取最小值為

81920因此此設計中所有FFT和IFFT運算點數(shù)均為8192點。通過改變窗函數(shù)

w(t),可以得到三組H(k)序列文件，分別為矩形窗、漢寧窗和漢明窗，對應于

文件reaI.dat/imag.dat,rea11.dat/imag1.dat,rea12.dat/imag2.dat三組文

件，以便VISUALDSP++軟件仿真時進行導入。

MatIab生成H(K)序列源代碼如下：

dearall;

T=120e-6;

B=6e6；

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K=B/T;

Fs=20e6；

N=T*Fs;

t=/inspace(-T/2,T/2,N);

St=exp(j*pi*K*t.^2);

N_fft=4096;%因采樣數(shù)據(jù)長度N為2400則脈壓fft點數(shù)4096

ht=conj(fliplr(St));%匹配濾波h(t)

wtO=boxcar(N);

wt1=triang(N);

wt2=hanning(N);

wt3=hanvning(N);

wt4=b/ackman(N);

beta=7.865;

wt5=kaiser(N,beta);

htO=ht.*wt3';%這里默認加漢明窗函數(shù)

Ht=fft(htO,N_fft);

a=rea/(Ht);

b=imag(Ht);

savereal,dat-asciia

fd=fopen('real,dat'wt');

fork=1:1:N_fft

fprintf(fdf'%g\n',a(k));

end;

saveimag.dat-asciib

fd=fopen('imag.dat\'wt');

fork=1:1:N_fft

fprintf(fdf'%g\n'fb(k));%文本文件實際點數(shù)N_fft*2

end;

fclose(fd);

三、VISUALDSP++脈壓仿真

3.1線性調頻信號序列輸入

由MATLAB軟件生成LFM信號序列，文件為input.dato文件中共2400個復

數(shù)序列，其中偶數(shù)列為實數(shù)序列，奇數(shù)列為虛數(shù)序列，因此共4800個數(shù)據(jù)。下

圖為在VISUALDSP++軟件中導入input.dat文件并利用其畫圖功能畫其波形：

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reaKS(t))

imag(S(t))

圖3零中頻信號上半部為實部波形，下半部為虛部波形

3.2匹配濾波系數(shù)頻域序列輸入

由第二節(jié)計算可知，匹配系數(shù)H(K)序列為h(n)進行4096點FFT變換得到，

因此H(K)共有4096個復數(shù)序列，并且將實數(shù)序列與虛數(shù)序列分別存儲成

reaI.dat和imag.dat兩個文件。在第二節(jié)中利用MATLAB軟件生成H(k)序列已

詳解。根據(jù)矩形窗、漢寧窗、漢明窗生成三組序列文件分別

reaI.dat/imag.dat,rea11.dat/imagi.dat*口real2.datZimag2.dat0利用

VISUALDSP++軟件進行導入并畫出波形圖如下：

圖4矩形窗H(k)序列上半部為實部波形，下半部為虛部波形

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圖5漢寧窗H(k)序列上半部為實部波形，下半部為虛部波形

圖6漢明窗H(k)序列上半部為實部波形，下半部為虛部波形

根據(jù)原理結構圖可知，脈沖壓縮共分為FFT、復數(shù)乘法、IFFT和模值衰減變

換四個模塊。其中FFT模塊采用VISUALDSP++軟件中自帶模塊。而IFFT可采用

如下方法求解，因

IN-1

/vk=0

——I*

=.[￡X*(K)W.TFFT[XXK)]}*

,0<n<N-l

(3.1)

由式(3.1)可得，先將X(K)取復共朝，然后直接調用FFT子程序進行FFT

運算，最后再取復共機并乘以1/N得到序列x(n)o這種方法雖然用了兩次取共

朝運算，但可以與FFT共用一子程序，提高了子程序利用率。

四、結果分析

4.1輸出結果

利用VISUALDSP++軟件設置斷點功能畫出各部分輸出波形，波形圖分別如

下：

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圖7零中頻線性調頻信號8192點FFT波形

圖8矩形窗加權系數(shù)脈沖壓縮壓縮后波形

圖9矩形窗系數(shù)脈沖壓縮后局部放大波形

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圖10矩形窗脈沖壓縮后衰減波形

圖11漢寧窗壓縮后波形

VMM

圖12漢寧窗壓縮后波形局部放大

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VMM

圖13漢寧窗脈壓后衰減波形

圖14漢明窗脈壓后時域波形

圖15漢明窗脈壓后局部放大波形

圖16漢明窗脈壓后衰減波形

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4.2加窗對脈壓性能的影響

線性調頻信號匹配濾波器輸出端的脈沖，是經(jīng)過壓縮后的窄脈沖，輸出波形

具有辛克函數(shù)的性質，除了主瓣外還有時間軸上延伸的一串副瓣。靠近主瓣的第

一副瓣最大，其值較主瓣峰值只得13.46dB,第二副瓣在降低4dB,以后依次下降。

副瓣零點間的間隔為1/B。匹配濾波器輸出的旁瓣太高是脈沖壓縮雷達的缺點，

實際使用中采用加窗的準匹配濾波器來改善副瓣的性能。實際應用中的匹配濾波

器需要加窗，以實現(xiàn)旁瓣的抑制，但窗函數(shù)點數(shù)N固定時，也會導致主瓣的展寬，

旁瓣的抑制和主瓣的展寬二者彼此矛盾，需要以實際需要折衷考慮，即在副瓣輸

出達到栗求的情況下，應使主瓣的展寬及強度變化值最小。以下分析不同的窗函

數(shù)對脈壓結果（主瓣寬度和幅度增益）的影響。首先給出六種窗函數(shù)自身的性能：

表1六種窗函數(shù)的主要參數(shù)

窗函數(shù)主瓣寬旁瓣過度帶阻帶最

類型度/rad電平/dB帶寬/rad小衰減/dB

矩形窗4WN-131.8%/N21

三角窗肺/N-256.1兀/N25

漢寧窗肺/N-316.2兀IN44

漢明窗8)/N-416.6兀N53

布萊克\2兀/N-571U/7V74

受窗

凱塞窗-571b兀/N80

夕=7.865

根據(jù)時寬帶寬積可以的到脈沖壓縮比為40。原脈壓前脈沖寬度為20us,對于

20MHz的采樣頻率，對應采樣點400,那么脈壓后主瓣寬度采樣點數(shù)為

2*（400/40）=20點（主瓣寬度等于2倍的零點帶寬）。下面考慮加窗對脈壓結果增

益（以主瓣最大增益為準）的影響和脈壓后脈沖寬度（第一零點帶寬為準）的影響。

表2加載六種窗函數(shù)后DSP脈壓對脈沖寬度、增益的影響

窗函數(shù)類型脈沖主瓣寬度脈沖增益第一旁瓣增益（第一

（采樣點數(shù)）（主瓣最大增益）旁瓣最大增益）

佚巨形窗2040083.5

三角窗44200.510.1

漢寧窗40200.55.4

漢明窗38216.53.1

布萊克曼581650.89

窗

凱塞窗54175.70.85

夕=7.865

從表2可以得到結論:

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脈壓可以提升脈沖的增益，幅度增益與原寬脈沖時寬有關。加窗可以有效地

抑制副瓣，但是要以主瓣展寬和增益下降為代價。相對而言，一般情況下，選擇

漢明窗可以獲得較好帶寬和增益折衷。線性調頻信號經(jīng)過壓縮處理接收后的信號

幅度峰值是原來發(fā)射信號幅度峰值的（D為脈壓比）倍，即輸出脈沖峰值功率比輸

入脈沖峰值功率增大了D倍。在要求發(fā)射機輸出功率一定的情況下，接收機輸出

的目標回波信號經(jīng)過匹配濾波壓縮處理，具有窄的脈沖寬度和更高的峰值功率，

前者提高距離分辨率而后者符合探測距離遠的戰(zhàn)術要求，這充分體現(xiàn)了脈壓體制

獨特的優(yōu)越性。從反偵查的角度來說，脈壓雷達比普通雷達具有更強的生存能力。

由于線性調頻信號的幅度和信噪比更小，有偵查方程可知，同等靈敏度的偵察機

其偵查距離為原來的，所以在雷達應用領域，脈壓雷達具有功率優(yōu)勢，應用前景

十分廣闊。

五、附錄

部分主程序代碼如下：

//*******************/nc!udes********************//

#include〈stdio.h>

Uinclude〈sysreg.h>

/tinelude<bu/Itins.h>

#include<math.h>

Uinclude"FFTDef.h"

externfft32(float(*)[],float(*)[]ffloat(*)[],float(*)[],int,/nt);

externinit();

^pragmaa/ign4

section(udata1ab")

floatoutput[2*N];//FFT函數(shù)輸出變量

floatreal[N]；//變換中實部序列N=4096

floatimag[N];〃變換中虛部序列

floatmax;//脈壓后

floatinput[4800]={

#include"LFM/input.dat"

};〃輸入信號文件其中偶序列為實部

floatinputl[2*N];//變換信號數(shù)據(jù)緩沖

floatrea/_coff[N]={

#include"LFM/rea/.dat"

｝；

//濾波器4096點fft實部rea//real1/real2分別為矩形窗、漢寧窗、漢明窗濾波

系數(shù)//

float/mag_coff[N]=｛

#include"LFM/imag.dat"

｝；

//濾波器4096點fft虛部imag/imag1/imag2分別為矩形窗、漢寧窗、漢明窗濾波

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系數(shù)//

/^pragmaa/ign4

section("data2ab〃)

floatp/ng_pong_buffer1[2*N];

/fpragmaa/ign4

section("data3ab")

floatping_pong_buffer2[2*N]；

volatileint/,

tmp_iO,

tmp_H;//用于計數(shù)(程序各段計時)

//*************************ma/n

voidmain(void)

inti;

#7fdefinitiaIization_error

printf("ERROR：ThisFFTfunctionworkson!yinthefollowingcond/1/ons:\nn);

printfC-Nmustbeapowerof2\n");

Uifdef_ADSPTS201_

printfC-forrealinputs,64<=N<=32768\n");

printfC-forcomp/exinputs,32<=N<=16384\n");

#e/se

printfC-forrealinputs,64<=N<=8192\n);

printfC-forcomp/exinputs,32<=N<=4096\n");

#endif

printf("PleasechangethesettingsinthefileFFTDef.h\nu);

#e/se

/*inthecaseofTS201,atthebeginningoftheprogramthe

cachemustbeenabled.Theprocedureiscontainedincache_enabIemacrothat

usestherefreshrateasinputparameter

TfCCLK=500MHzfrefresh_rate=750

-ifCCLK=400MHz,refresh_rate=600

-ifCCLK=300MHzfrefresh_rate=

-ifCCLK=250MHz,refresh_rate=375*/

_ADSPTS201_

asm("#include<defts201.h>");

asm/ude<cache_macros.h>");

asm(ucache_enabIe(750);");

asm(“#inc/ude〈in/_cache.h>");

asmludeCfftdef.h>");

asm("pre/oad_cache;");

#endif

tmp_iO=_builtin_sysreg_read(_CCNTO);//readinitialeyeIe

for(i=0;i<4800；i++)

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input1[i]=input[i];//信號傳輸至inputl變換緩沖區(qū)

}

/////////////////////////////FFT運算〃〃〃〃〃〃/〃〃〃〃〃〃//

fft32(&(input1),&(ping_pong_buffer1),&(ping_pong_buffer2),&(output),N,

COMPLEX)；//8192點FFT變換

for(i=0;i<N；i++)

(

real[i]=output[2*i];//線性調頻信號FFT變換后實部

imag[i]=output[2*i+1];//.線性調頻信號FFT變換后虛部

)

//////////////////////////§,數(shù)乘法運算〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃/

for(i=0;i<N；i++)

(

input1[2*i]=reaI[i]*real_coff[i]-imag[i]*imag_coff[i];

inputl[2*i+1]=-rea/[i]*imag_coff[i]-real_coff[i]*imag[i];//取共彩

)

//////////////////////1FFT運算〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃/

fft32(&(input1),&(ping_pong_buffer1),&(ping_pong_buffer2),&(output),N,

COMPLEX)；//8192點FFT變換

for(i=0;i<N；i++)

(

reaI[i]=output[2*i]/N;//

imag[i]=~output[2*i+1]/N;//取共存

}

/*到此完成了脈沖壓縮,也就是完成了匹配濾波*/

///////////////////////窄脈沖幅度

/〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃//

for(i=0;i<N；i++)

(

real[i]=sqrt(real[i]*rea/[i]+imag[i]*imag[i]);//求復數(shù)模

)

max=rea/[0];

for(i=0;i<2*N;i++)//求脈壓后模最大值

(

if(real[i]>max)

(

max=rea/[i];

for(i=0；i<2*N；i++)//袤減變換

(

rea/[i]=rea/[i]/max;

reaI[i]=20*1og10(reaI[i]);

}

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tmp_71=_buiItin_sysreg_read(_CCNTO);//

printf("eyeIecount=%d",tmp_i1-tmp_/0);//printthecyclecount

#er)dif

}

題目三：基于ADSP-TS101的雷達信號處理機實現(xiàn)

一、緒論

1.1背景

經(jīng)過幾十年的發(fā)展，今天的雷達提供的有關目標的信息已經(jīng)遠遠超出了它最

初的定義，不論在地面、艦船、飛機、導彈、太空都活躍著雷達的身影，雷達的

原理已經(jīng)在幾兆赫茲到紫外線的頻率范圍內得到了應用，雷達的性能和用途也發(fā)

生了巨大的變化，雷達的發(fā)明使人類在軍事、通訊、航空、航體、跟蹤測量等領

域的技術發(fā)生了本質的重大飛躍。

雷達信號處理是雷達系統(tǒng)的一個極其重要的組成部分，用于雷達在復雜

背景（包括雜波和干擾）下對目標的檢測和目標信息的提取，現(xiàn)代雷達技術的發(fā)

展越來越倚重于信號處理。雷達信號處理不僅大大的提高了在復雜背景下對目標

的檢測能力，而且也提供了更加豐富的信息，如對目標進行成像及目標識別等。

因此，雷達信號處理是當前雷達技術研究中最活躍、發(fā)展最為迅速的部分之一。

近幾十年，雷達信號處理的研究取得了長足的進步和發(fā)展，五十年代實

現(xiàn)了抑制雜波的時域濾波以及對復雜信號的匹配濾波，六十年代實現(xiàn)了對有源干

擾的空域濾波，并且提出了對變化環(huán)境的自適應濾波。六十是年代以來隨著數(shù)字

技術的實際應用和不斷發(fā)展，使得雷達整體性能大幅度提高。進入到八十年代之

后，微處理技術，特別是數(shù)字信號處理器的發(fā)展，是雷達信號處理完成了從模擬

到數(shù)字的轉化，除了極大的提高了雷達信號處理機的性能之外，還大大提高了整

個處理機的系統(tǒng)可靠性，減小了體積和功耗，使得其應用范圍變得日益廣泛。

不同的信號處理領域對數(shù)據(jù)處理的速度要求不盡相同。在一般情況下，

通信和語音信號處理中需要每秒幾千萬次到幾億次運算，在視頻信號和圖像處理

中，需要每秒幾億次到幾十億次運算，而在雷達和聲納信號處理中，常需要每秒

幾十億到幾百億次運算。此外，通信、語音、圖像處理中信號動態(tài)范圍有限，一

般用定點運算就可以滿足工作要求，而雷達和聲納信號處理需要較大的數(shù)據(jù)動態(tài)

范圍和數(shù)據(jù)精度，按定點處理可能發(fā)生溢出，往往必需用浮點運算完成，同時，

雷達信號處理不同于其他類型的信號處理，不僅運算量大，數(shù)據(jù)吞吐量也很大，

這樣對處理單元的輸入輸出速度和處理機互聯(lián)網(wǎng)絡的通信能力都有很高的要求。

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因此，雷達信號處理采用高速度，高精度，大動態(tài)范圍，高數(shù)據(jù)吞吐量的處理系

統(tǒng)勢在必行。

正是由于雷達信號處理的這些要求，使得在進行系統(tǒng)設計前必須進行

DSP選擇。DSP分為專用DSP和通用DSP兩種，前者的運算是用硬件直接實現(xiàn)的，

速度快，但是靈活性差，而且?guī)缀醵际嵌c的，精度和動態(tài)范圍有限，通用DSP

的運算和處理是基于軟件實現(xiàn)的，兼容性好，可根據(jù)實際需要選擇采用定點或浮

點運算，具有較強的擴展能力，而且在速度方面也已超過某些專用DSP。

1.2概述

本文研究的目的是實現(xiàn)基于通用DSP—TSI01的雷達信號處理機。該信號處

理機主要由脈沖壓縮(PC),動目標檢測(MTD),自動角測量，恒虛警處理(CFAR)

等幾個模塊組成。

二、系統(tǒng)硬件設計

2.1處理器簡介

AD公司的ADSP-TS101STigerSHARCDSP(簡稱TS101)是一款高性能

的數(shù)字信號處理器，是SHARCDSP的下一代產(chǎn)品。與SHARCDSP相比，TigerSHARC

在速度、內部存儲器容量、處理器的體系結構，以及處理器提供的外部資源方面

都做了改進，更加適用于構成各種不同的并行多處理器系統(tǒng)。概括的講，TS101

具有如下主要特點：

(1)核時鐘頻率。TS101有兩種型號，一種內部核時鐘頻率可以達到300MHz,

即指令周期3.3ns。另一種內部核時鐘頻率可達250MHz,即指令周期4ns。

(2)片內兩個計算塊——X和Y。每個運算塊有一個64bitALU,一個乘法

器，一個64bit移位器和一個由32個寄存器構成的寄存器組，可以執(zhí)行定點和

浮點的算術邏輯等通用運算。而SHARCDSP只有一個計算塊，相比之下TS101

具有更強的運算能力。

(3)三條內部地址/數(shù)據(jù)總線。每條總線都連接到三個內部存儲器塊中的一

個。三條總線都是128bit寬，可以在任何一個周期使用任意一條總線傳送多達

四條指令或四個對其的數(shù)據(jù)。這樣TS101內核可以在任何一個周期并行訪問三個

存儲塊，一個取指令，兩個訪問數(shù)據(jù)。

(4)有兩個整數(shù)算術運算邏輯單元J-IALU和K-IALU。每個IALU都包含一

個寄存器堆和8個專用的循環(huán)緩沖寄存器。兩個IALU能提供更強大的地址產(chǎn)生

能力和通用的整數(shù)操作。

(5)有6M位的大容量片內SRAM。分為三個2M位的存儲塊MO、M1和M2,

每一個存儲塊都能夠單獨存儲程序、數(shù)據(jù)或同時存儲程序和數(shù)據(jù)。

(6)DMA控制器。其擁有14個DMA通道，提供了在處理器核不干預條件下

的零開銷數(shù)據(jù)傳送。

(7)SDRAM控制器。SDRAM的地址、數(shù)據(jù)引腳可以與TigerSHARC的直接相

連。另外，TigerSHARC提供專用的尋址空間來支持SDRAM。

(8)4個鏈路口。其支持點對點的高貸款數(shù)據(jù)傳送，通過單個鏈路口可以

以250Mbytes/s的速率進行數(shù)據(jù)傳輸。四個鏈路口為處理器與處理器之間的通訊

提供了一個良好的途徑，總吞吐量多達每秒IGbytes。

(9)多處理器特性。當單個DSP芯片組成的系統(tǒng)不能滿足處理要求時，TS101

通過外部口或者鏈路口與其它TS101相連構成多處理器系統(tǒng)。TS101的外部總線

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支持多達8個DSP外加Host處理器的并行總線連接。在構成多處理器系統(tǒng)時，

處理器之間無論是采用共享總線方式，還是采用鏈路口相連方式，都不需要任何

外加控制，實現(xiàn)無縫連接，在并行總線上可以以800Mbytes/s的速率進行數(shù)據(jù)傳

輸。

2.2雷達信號處理機系統(tǒng)構成

雷達信號處理系統(tǒng)由中頻信號相干檢波模塊、脈沖壓縮模塊、相參積累、參

數(shù)檢測(包含速度、距離、方位角等參數(shù)的MTD)和恒虛警處理及大部分組成。

中頻信號相干檢波模塊主要工作為：對A/D變換后送來的25M中頻信號進

行相干檢波，使數(shù)字回波信號變成分離為I、Q兩路的零中頻信號，然后對其進

行抽樣處理，最后把抽樣后的數(shù)據(jù)打包成32bit送往脈沖壓縮模塊。其中低16bit

為I路信號，高16位為Q路信號。

其系統(tǒng)原理如圖1所示：

路

和

標

目

沖

脈

離

和路中頻,距

縮

壓

中頻

度

A/D速

塊

模

信號

向

航虛

相干參

仰

俯警

差路中頻檢波積

檢

差路角

A/D模塊累處

脈沖測理

壓縮

模塊

圖1雷達信號處理機系統(tǒng)原理

如圖1所示，中頻信號相干檢波模塊將和/差兩路信號分別送入和路/差路

脈沖壓縮模塊，兩路脈沖壓縮各自獨立運行，把脈壓結果送入相參積累，經(jīng)過相

參積累后系統(tǒng)的信噪比有所提高，利于檢測模塊對距離、速度、方位角等參數(shù)的

檢測，當完成這些工作后。結合檢測后的數(shù)據(jù)與初始判定門限進行恒虛警處理。

該雷達信號處理機一共用三片TSI01完成相干檢波后信號處理，其硬件結構

如圖2所示。圖2給出了主要的芯片以及各芯片之間的信號連接關系。其中，TS101

一A和TS101-B分別完成和路和差路數(shù)據(jù)的脈沖壓縮，TS101-C完成相參積累、

MTD檢測、角度測量、CFAR處理等工作。

TSI01-A和TSI01-C采用EPROM引導方式，TSI01-3采用鏈路口引導方

式。在對引導芯片EPR0M-A作配置時，除了在EPR0M-A中裝載和路脈壓片(A)所

需的程序及相關參數(shù)以外，還要將差路脈壓片(B)所需的程序及相關參數(shù)一并裝

載。當TSI01-A經(jīng)EPR0M—A成功引導后，它不僅從EPROM中獲得了自身正常

運行所需的程序和相關參數(shù)，而且也獲得了差路(B)所需的相關程序信息；通過

硬件連接的鏈路口1(A)和鏈路口0(B),TSI01-B經(jīng)鏈路口引導，從TSI01-A

中加載自身程序運行所需的相關信息。

從圖中可以看出，脈沖壓縮和檢測片之間采用鏈路口傳輸數(shù)據(jù)信息，其中和

路脈沖壓縮后的數(shù)據(jù)利用TSI01-A和TS101—C各自的鏈路口0傳輸，差路脈

沖壓縮后的數(shù)據(jù)利用TSI01-B和TSIOI-C各自的鏈路口I傳輸。這樣的設計主要

考慮到TSI01-C在作數(shù)據(jù)檢測時需要頻繁的和外部SDRAM交換信息，利用TSI01

的鏈路口一方面充分利用了器件本身的硬件資源，另一方面也避開了多個設備同

時請求總線時造成的總線沖突，提高了系統(tǒng)的運行速度。

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圖2雷達信號處理機硬件結構簡圖

不論和路還是差路脈沖壓縮，除了引導方式不同以外，其工作原理與實際工

作流程是完全一致的，因此，TSI01-A和TSI01-B有部分管腳接收同樣的控

制信息，如圖所示：差轉控制提示當前差路信號接收的是航向差還是俯仰差信號；

狀態(tài)標志0/1共同標志當前脈沖重復周期、脈寬是處于何種狀態(tài)：同步脈沖中

斷到來時，提示前端開始往TSI01輸送數(shù)據(jù)（經(jīng)過相干檢波后的數(shù)據(jù)），TSI01根

據(jù)此中斷信號決定何時裝載DMA：前端每傳輸一個數(shù)據(jù)，發(fā)送一次DMA請求，DMA

傳輸根據(jù)請求相應的從外部總線傳輸一個數(shù)據(jù)到內部存儲器。TSI01-C的狀態(tài)

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改變輸出則是由檢測后的結果決定。

三、系統(tǒng)軟件設計

3.1脈沖壓縮的實現(xiàn)

隨著飛行技術的飛速發(fā)展，對雷達的作用距離、分辨能力、測量精度和單值

性等性能指標提出了越來越高的要求。測距精度和距離分辨力對信號形式的要求

是一致的，主要取決于信號的頻率結構，為了提高測距精度和距離分辨力，要求

信號具有大的帶寬，而測速精度和速度分辨力則取決于信號的時域結構，為了提

高測速精度和速度分辨力，要求信號具有大的時寬。除此之外，為了提高雷達系

統(tǒng)的發(fā)現(xiàn)能力，要求雷達信號具有大的能量。由此可見，為了提高雷達系統(tǒng)的發(fā)

現(xiàn)能力、測量精度和分辨力要求雷達信號具有大的時寬、帶寬能量乘積。但是在

系統(tǒng)的發(fā)射和饋電設備峰值功率受限的情況下，大的信號能量只能靠加大信號的

時寬來得到。測距精度和距離分辨力同測速精度和速度分辨力以及作用距離之間

存在著不可調和的矛盾。為了解決這個矛盾，人們提出了脈沖壓縮理論，脈沖壓

縮技術的實現(xiàn)是指雷達通過發(fā)射機發(fā)射款脈沖信號而接收信號經(jīng)過壓縮處理后

獲得窄脈沖的過程，脈沖壓縮可以使雷達在峰值發(fā)射功率大大降低的情況下同時

獲得長脈沖的高能量和短脈沖的分辨率兩方面的優(yōu)點，它較好的解決了雷達脈沖

峰值功率受限和距離分辨率之間的矛盾。同時，寬脈沖的使用可以使多普勒系統(tǒng)

的分辨率提高，相應提高速度分辨率。由于脈沖壓縮技術是對回波信號做相關處

理，故系統(tǒng)還具有較高的抗干擾性。

本系統(tǒng)脈沖壓縮分為和/差兩路，兩路脈壓分別對前端的和路回波和差路回

波進行脈沖壓縮處理。和路脈沖壓縮的結果用于目標距離、速度的檢測以及在測

角時作為基準信號；差路脈壓信號用于航向/俯仰誤差角測量。和路脈沖壓縮片

在系統(tǒng)啟動時，采用EPROM引導方式，從EPROM中載入程序及相關參數(shù)（包含差

路脈壓所需的程序和參數(shù)），在對自身（DSP）做初始化的同時，通過與差路脈壓片

硬件相連的鏈路口對差路脈壓片進行引導，完成差路脈壓片的程序及參數(shù)裝載。

除了引導方式不同以外，和路、差路脈壓工作原理與程序流程完全一致。圖3

給出了脈沖壓縮程序的流程圖以及時序圖。以和路脈沖壓縮為例，說明脈沖壓縮

的實現(xiàn)過程。

3.1.1程序及系數(shù)調入

如圖2所示，我們對TSIO1-A采用EPROM啟動方式，在硬件設計時將BMS

引腳設置為低。這樣當系統(tǒng)加電時，TSIO1檢測到BMS為低電平則會自動將程序

及相關參數(shù)由EPROM載入。在整個脈沖壓縮過程中，系統(tǒng)運算所設計的參數(shù)主要

為三種狀態(tài)的旋轉因子以及對應各個狀態(tài)的匹配濾波器系數(shù)。旋轉因子及匹配濾

波器系數(shù)均由MATLAB軟件產(chǎn)生，其中，我們將原始線性調頻信號匹配濾波器系

數(shù)與海明窗函數(shù)在MATLAB中預先進行頻域相乘，把其結果作為最后載入DSP的

匹配濾波器系數(shù)，這樣，在DSP處理時就可省略脈壓過程中的窗函數(shù)濾波過程，

一定程度上節(jié)省了硬件資源，節(jié)省了整個程序運行指令周期，提高了效率。

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圖3脈沖壓縮程序流程圖及時序圖

為了在程序處理時最大可能的利用TSI01的總線資源，提高脈壓處理的速

度，針對TSI016Mbit片上存儲區(qū)分為MO,M1,M2三個區(qū)域及其各區(qū)域可具有

獨立總線的優(yōu)點，我們將程序代碼放在片上存儲區(qū)M0,旋轉因子及匹配濾波器

系數(shù)放在M2,而輸入及輸出乒乓存儲區(qū)設置到M1,這樣在進行脈壓處理中最耗

時間的FFT和IFFT運算時，便可充分利用TSIOI的指令并行優(yōu)勢，試驗證明，

這樣設置比將所有參與運算的數(shù)據(jù)采用其他任何方式存放至少節(jié)省10%的指令

周期。

3.1.2相干檢波后的數(shù)據(jù)輸入

DSP的直接內存訪問(DMA)方式可以在不干擾內核操作的情況下獨立運行，

對于外部脈壓數(shù)據(jù)的輸入，我們采取了中斷處理與外部DMA傳輸相結合的方式。

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當系統(tǒng)初始化完成后，TS101等待IRQO中斷，中斷到來時，TS101進入IRQO中

斷程序，完成外部DMA參數(shù)預裝處理后，關閉IRQO中斷，開啟外部DMA中斷。

此時，DMA的源地值可為TS1O1外部存儲器映射中任意地址，目的地址為內部存

儲區(qū)M1中輸入乒乓存儲區(qū)其中一個。每一次外部相干檢波模塊送數(shù)據(jù)至數(shù)據(jù)總

線低32Bit時，同時通過DMARO引腳向TS1O1發(fā)送DMA請求，每接受一次請求，

DMA進行一個數(shù)據(jù)的傳遞，同時DMA的傳輸數(shù)據(jù)值總量減一。當DMA的傳輸數(shù)據(jù)

值總量減為零時，本次DMA結束，DMA中斷產(chǎn)生，TS1O1進入DMA中斷程序，在

DMA中斷程序中，重新打開IRQO中斷，關閉外部DMA中斷，同時在程序中，將

DMA結束標志變量景1,把下一次DMA參數(shù)中的目的地址指針指向輸入乒乓存儲

區(qū)的另外一個。

因為采用了上述方式，在整個脈壓過程中，主程序完全不用考慮外部數(shù)據(jù)的

傳輸過程，只需在每次脈壓處理之前檢測DMA結束標志變量是否為1,然后直接

調用乒乓存儲區(qū)的數(shù)據(jù)即可進行后續(xù)處理。

3.1.3脈沖壓縮處理及數(shù)據(jù)輸出

外部送入的數(shù)據(jù)采用32Bit數(shù)據(jù)寬度，其中高16位為I路信號，低16位為

Q路信號，因此，在進行FFT之前，必須將乒乓存儲區(qū)中的數(shù)據(jù)解包，同時為避

免定點數(shù)據(jù)運算溢出時舍位所造成的誤差，必須將解包后的數(shù)據(jù)轉換為浮點數(shù)

據(jù)。

定點轉浮點程序運行前首先對DMA結束標志進行循環(huán)判斷，如果其值為1,

表示DMA傳遞結束，可以進入數(shù)據(jù)轉換，否則將繼續(xù)等待。一旦進入定/浮轉換

程序，首先要將DMA結束標志置0以避免下次循環(huán)出現(xiàn)錯誤操作。

脈壓程序根據(jù)FLAG。，F(xiàn)LAG1的值確定當前脈沖壓縮處于何種狀態(tài)，載入對

應的旋轉因子以及匹配濾波器系數(shù)。而在實際工作中雷達只需檢測目標距離，速

度，方位角等信息。故脈壓結果的幅度值絕對大小對目標檢測沒有大的影響，為

了減少運算周期，所