移動通信技術(shù) 課件 第5章 LTE關鍵技術(shù)

5.1OFDM概述

5.2MIMO多天線技術(shù)

5.3LTE的其他關鍵技術(shù)5.1OFDM概述5.1.1OFDM的機遇多址方式是任何無線制式的關鍵技術(shù)，CDMA和OFDMA是當初LTE標準制定時所面臨的兩大選擇。但最終沒有選擇CDMA的原因有3個：首先，CDMA技術(shù)不適合寬帶傳輸，CDMA技術(shù)相對于GSM技術(shù)來說，只不過是增加了系統(tǒng)容量，提高了系統(tǒng)抗干擾能力，但CDMA在大帶寬時，擴頻實現(xiàn)困難，器件復雜度增加，這就是WCDMA不能把帶寬從5?MHz增加到20MHz的根本原因，更不要說支持100MHz的情況，CDMA根本無法勝任。但OFDM技術(shù)不存在這個問題。其次，CDMA技術(shù)絕大多數(shù)屬于高通的專利，使用方每年都要繳納高額的專利費用，這對CDMA制式的發(fā)展有很大的制約作用，OFDM技術(shù)專利期限已過，不存在專利方面的限制，可以擺脫高通公司在CDMA上的專制。最后，從頻譜利用率上對兩種多址方式進行評估，在5?MHz帶寬時，二者的頻譜效率相近，在更高帶寬時，OFDM的優(yōu)勢才逐漸顯現(xiàn)?？傊琇TE如果用CDMA方式演進，且可重用物理層的很多技術(shù)，有利于UTRAN版本的平滑升級，但無法滿足LTE制定的帶寬配置靈活、時延低、容量大、系統(tǒng)復雜度低等演進目標。OFDM是真正適用于寬帶傳輸?shù)募夹g(shù)，LTE采用OFDM，空中接口的處理相對簡單，有利于設計全新的物理層架構(gòu)，有利于使用更大的帶寬，有利于更高階的MIMO技術(shù)的實現(xiàn)，降低終端復雜性，方便實現(xiàn)LTE的演進目標。5.1.2OFDM的實質(zhì)實際上，OFDM是多載波調(diào)制的一種。在傳統(tǒng)的并行數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，整個信號頻段被劃分為N個相互不重疊的頻率子信道。每個子信道傳輸獨立的調(diào)制符號，然后再將N個子信道進行頻率復用。這種避免信道頻譜重疊看起來有利于消除信道間的干擾，但是這樣又不能有效利用頻譜資源。OFDM是一種能夠充分利用頻譜資源的多載波傳輸方式。常規(guī)頻分復用與OFDM的信道分配情況如圖5.1所示。可以看出，OFDM至少能夠節(jié)約1/2的頻譜資源。第一、第二、第三代移動通信中都用到了頻分多路復用(FrequencyDivisionMultiplexing，F(xiàn)DM)技術(shù)。這種技術(shù)將整個系統(tǒng)的頻帶劃分為多個帶寬互相隔離的子載波，接收端通過濾波器，將所需的子載波信息接收下來。通過保護帶寬隔離不同子載波，雖可以避免不同載波的互相干擾，但犧牲了頻率利用效率。還有，當子載波數(shù)達成百上千的時候，濾波器的實現(xiàn)就非常困難了。OFDM雖然也是一種FDM，但是它克服了傳統(tǒng)的FDM頻率利用效率低的缺點，接收端也無濾波器去區(qū)分子載波。OFDM就是利用相互正交的子載波來實現(xiàn)多載波通信的技術(shù)。在基帶相互正交的子載波就是類似{sinωt，sin2ωt，sin3ωt}和{cosωt，cos2ωt，cos3ωt}的正弦波和余弦波，屬于基帶調(diào)制部分?；鶐嗷フ兊淖虞d波再調(diào)制到射頻載波ωc上，成為可以發(fā)射的射頻信號。在接收端，將信號從射頻載波上解調(diào)下來，在基帶用相應的子載波通過碼元周期內(nèi)的積分把原始信號解調(diào)出來。基帶其他子載波信號與信號解調(diào)所用的子載波由于在一個碼元周期內(nèi)積分結(jié)果為0，相互正交，所以不會對信息的提取產(chǎn)生影響。整個OFDM調(diào)制/解調(diào)過程如圖5.2所示。在時域上，信號為一個非周期矩形波，如圖5.3(a)所示；在頻譜上，滿足A=sinc(?f?)=sinf/f的曲線，如圖5.3(b)所示。假若有很多路不同的方波信號，如圖5.3(c)所示，在基帶經(jīng)過不同頻率的子載波調(diào)制，形成了如圖5.3(d)所示的基帶信號頻譜圖，經(jīng)過射頻調(diào)制，最終傳送出去的射頻信號的頻譜圖如圖5.3(e)所示。5.1.3OFDM的實現(xiàn)過程OFDM系統(tǒng)實現(xiàn)如圖5.4所示，它包含很多功能模塊，其中關鍵的功能模塊有三個。1.串/并、并/串轉(zhuǎn)換模塊無線信號在空中傳播，對信號傳播影響較大的是多徑效應。多徑效應，是指無線電波經(jīng)過一點發(fā)射出去，經(jīng)過直射、繞射、反射等多種路徑到達接收端的時間和信號強度是不同的。到達時間不同，稱為多徑時延或時間色散。到達的信號強度不同，稱為選擇性衰落。由于路徑不同造成的衰落可以稱為空間選擇性衰落；而在寬帶傳輸系統(tǒng)中，不同頻率在空間中的衰落特性是不一樣的，這稱為頻率選擇性衰落。多徑時延會引起符號間干擾ISI，增大系統(tǒng)的自干擾。頻率選擇性衰落易引起較大的信號失真，需要信道均衡操作，以便糾正信道對不同頻率的響應差異(如圖5.5所示)，盡量恢復信號發(fā)送前的樣子，帶寬越大，信道均衡操作越難。在OFDM系統(tǒng)中，并行傳輸技術(shù)可以降低符號間干擾，簡化接收機信道均衡操作，便于MIMO技術(shù)的引入。在發(fā)射端，用戶的高速數(shù)據(jù)流經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換后，成為多個低速率碼流，每個碼流可用一個子載波發(fā)送，如圖5.6所示。這是一種并行傳輸技術(shù)，它可使每個碼元的傳輸周期大幅增加，降低了系統(tǒng)的自干擾。當多徑時延τ比碼元周期T大很多時，可能會帶來比較嚴重的自干擾；相反地，當多徑時延比碼元周期小時，系統(tǒng)的自干擾減少。在高速寬帶通信中，碼元周期較小，多徑時延與碼元周期相比大了很多，自干擾比較嚴重。使用并行傳輸技術(shù)，可以延長碼元周期，降低自干擾。對于寬帶單載波傳輸，為了克服頻率選擇性衰落引起的信號失真，需要增加復雜信道的均衡操作。使用并行傳輸技術(shù)將寬帶單載波轉(zhuǎn)換為多個窄帶子載波操作，每個子載波的信道響應近似沒有失真，這樣，接收機的信道均衡操作非常簡單，極大地降低了信號失真，效果如圖5.7所示。2.?FFT、逆FFT變換模塊OFDM要求各個子載波之間相互正變，在理論上已證明，使用FFT可以較好地實現(xiàn)正交變換。但在OFDM發(fā)明初期，快速傅里葉變換需要的采樣點太多，當時的DSP運算不過來。20世紀90年代，DSP運算速度足夠快，才使得通過FFT實現(xiàn)OFDM成為可能，從而也為系統(tǒng)小型化和降低成本奠定了基礎。在發(fā)射端，OFDM系統(tǒng)使用逆快速傅里葉變換IFFT模塊來實現(xiàn)多載波映射疊加過程，經(jīng)過IFFT模塊可將大量窄帶子載波頻域信號，變換成時域信號，如圖5.8所示。3.保護間隔CP模塊為了克服多徑時延導致OFDM符合到達接收端引起的符號間干擾，同樣由于多徑時延的問題，使得不同子載波到達接收端后，不能再保證絕對的正交性，為此引入了子載波間干擾ICI，如圖5.9所示。此后，為了克服多徑效應和定時誤差引起的ISI符號間干擾，A.Peled和A.Ruizt提出了添加保護間隔CP(模塊)的思想，CP(CyclicPrefix)也稱循環(huán)前綴。循環(huán)前綴就是將每個OFDM符號的尾部一段復制到符號之前，從而為單個的OFDM符號創(chuàng)建一個保護帶，如圖5.10所示。通常，當保護間隔占到20%時，功率損失也不到1dB，但是帶來的信息速率損失達20%，而在傳統(tǒng)的單載波系統(tǒng)中存在信息速率(帶寬)的損失。插入保護間隔可以消除符號間干擾(InterSymbolInterference，ISI)和多徑所造成的ICI的影響，因此這個代價是值得的。5.1.4OFDM的優(yōu)缺點OFDM系統(tǒng)受到人們越來越廣泛的關注，其原因在于OFDM系統(tǒng)存在以下主要優(yōu)點：把高速數(shù)據(jù)流通過串并轉(zhuǎn)換，使得每個子載波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加，從而可以有效地減小無線信道的時間彌散所帶來的ISI，減小了接收機內(nèi)均衡的復雜度，有時甚至可以不采用均衡器，僅通過采用插入循環(huán)前綴的方法消除ISI的不利影響。由于各個子載波之間存在正交性，OFDM系統(tǒng)允許子信道的頻譜相互重疊，OFDM系統(tǒng)可以最大限度地利用頻譜資源。各個子信道中的這種正交調(diào)制和解調(diào)可以采用快速傅里葉變換(FFT)和快速傅里葉反變換(IFFT)來實現(xiàn)，很容易通過使用不同數(shù)量的子信道來實現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。無線數(shù)據(jù)業(yè)務通常都呈現(xiàn)非對稱性，即下行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要遠大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量。另一方面，移動終端功率一般小于1?W，在大蜂窩環(huán)境下傳輸速率低于10～100?kb/s。而基站發(fā)送功率可以較大，有可能提供1?Mb/s以上的傳輸速率。因此無論從用戶數(shù)據(jù)業(yè)務的使用需求，還是從移動通信系統(tǒng)自身的要求考慮，都希望物理層支持非對稱高速數(shù)據(jù)傳輸，而OFDM系統(tǒng)可以輕松應對。無線信道存在頻率選擇性，不可能所有的子載波都同時處于比較深的衰落情況中，因此可以通過動態(tài)比特分配以及動態(tài)子信道的分配方法，充分利用信噪比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)的性能。OFDM系統(tǒng)可以容易地與其他多種接入方法相結(jié)合使用，構(gòu)成OFDMA系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址(MC-CDMA)、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多個用戶可以同時利用OFDM技術(shù)進行信息的傳遞。因為窄帶干擾只能影響一小部分的子載波，因此OFDM系統(tǒng)可以在某種程度上抵抗這種窄帶干擾。OFDM系統(tǒng)內(nèi)由于存在多個正交子載波，輸出信號是多個子信道的疊加，因此與單載波系統(tǒng)相比，存在以下主要缺點：易受頻率偏差的影響。由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴格的要求，然而由于無線信道存在時變性，在傳輸過程中會出現(xiàn)無線信號的頻率偏移，例如多普勒頻移，或者由于發(fā)射機載波頻率與接收機本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使得OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，從而導致子信道間的信號相互干擾，這種對頻率偏差敏感是OFDM系統(tǒng)的主要缺點之一。存在較高的峰值平均功率比。與單載波系統(tǒng)相比，由于多載波調(diào)制系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加，因此當多個信號的相位一致時，所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠遠大于信號的平均功率，導致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比PAPR，這就對發(fā)射機內(nèi)放大器的線性提出了很高的要求。如果放大器的動態(tài)范圍不能滿足信號的變化，則會為信號帶來畸變，使疊加信號的頻譜發(fā)生變化，從而導致各個子信道信號之間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生相互干擾，使系統(tǒng)性能惡化。5.2MIMO多天線技術(shù)5.2.1MIMO技術(shù)基本原理MIMO表示多輸入多輸出。MIMO系統(tǒng)在發(fā)射端和接收端均采用多天線(或陣列天線)和多通道。在圖5.11中，傳輸信息流S(k)經(jīng)過空時編碼形成N個信息子流Ci(k)，i=1，…，N。這N個信息子流由N個天線發(fā)射出去，經(jīng)空間信道后由M個接收天線接收。多天線接收機利用先進的空時編碼處理能夠分開并解碼這些數(shù)據(jù)子流，值得注意的是，這N個子流同時發(fā)送到信道，各發(fā)射信號占用同一頻帶，因而并未增加帶寬。若各發(fā)射、接收天線間的通道響應獨立，則多入多出系統(tǒng)可以創(chuàng)造多個并行空間信道，通過這些信道獨立地傳輸信息，數(shù)據(jù)傳輸率必然可以提高，從而實現(xiàn)最佳的處理。MIMO技術(shù)是移動通信領域中無線傳輸技術(shù)的重大突破。通常，多徑效應會引起衰落，因而被視為有害因素，然而，MIMO卻能將多徑效應作為一個有利因素加以利用，即MIMO技術(shù)利用空間中的多徑因素，在發(fā)送端和接收端采用多個天線通過空時處理技術(shù)實現(xiàn)分集增益或復用增益，充分利用空間資源，提高頻譜利用率。MIMO技術(shù)最早是由馬可尼(Marconi)于1908年提出的，利用多天線來抑制信道衰落多天線信息技術(shù)。它在發(fā)送端和接收端使用多天線同時發(fā)送和接收信號，若各發(fā)送、接收天線之間的信道沖激響應獨立，就構(gòu)成了多個并行的空間信道。MIMO能夠在不增加帶寬的情況下成倍地提高通信系統(tǒng)的容量，是無線通信的重大突破。系統(tǒng)容量是表征通信系統(tǒng)最重要的標志之一，表示了通信系統(tǒng)最大傳輸率。當信道為獨立的瑞利衰落信道，發(fā)送天線和接收天線的個數(shù)分別為N和M且都很大時，信道容量C近似為式(5-1)表明，當功率和帶寬一定時，MIMO系統(tǒng)的最大容量隨最小天線數(shù)的增加而線性增加。而在同樣條件下，在接收端或發(fā)射端采用多天線或天線陣列的普通智能天線系統(tǒng)時，其容量僅隨天線數(shù)的對數(shù)增加而增加。相對而言，MIMO在提高無線通信系統(tǒng)的容量方面具有極大的潛力。也就是說，可以利用MIMO信道使無線信道容量成倍提高，在不增加帶寬和天線發(fā)射功率的情況下，頻譜利用率得以成倍提高。MIMO技術(shù)可以利用多徑效應使信號的可靠性更高。但對于頻率的選擇性衰弱卻無能為力。5.2.2MIMO技術(shù)極限容量早在1948年，香農(nóng)給出了SISO無線信道的極限容量公式為由香農(nóng)公式可以得出提高信噪比、增加帶寬可以提高無線信道的容量。在理論上，只要增加某個用戶的發(fā)射功率P，就可以提高接收端的信號強度S，在噪聲N不變的情況下，可以增加信噪比S?/?N，從而增加信道容量。但遺憾的是，發(fā)射功率不可能無限地提高，它不但受限于發(fā)射端的功放技術(shù)和無線電管委會的無線設備最大發(fā)射功率的規(guī)定，而且還受限于由于用戶發(fā)射功率的增加導致的對其他用戶增加的干擾。因此無線信道的信噪比S?/?N不可能通過增加發(fā)射功率無限地增加，信道容量也不可能無限地增加。帶寬的增加也會增加信道的容量，如同拓寬馬路有助于提高車輛的通行數(shù)量和通行速度一樣。但是無線制式的帶寬不能無限地增加，拓展馬路會增加成本，增加帶寬也會增加無線制式的實現(xiàn)成本。在一定的帶寬條件，如單天線發(fā)射、單天線接收的情況下，無論使用什么樣的編碼和調(diào)制方式，都不能使系統(tǒng)容量超過香農(nóng)公式的容量極限?，F(xiàn)代無線制式廣泛使用的Turbo編碼以及LDPC編碼，使信道容量基本逼近香農(nóng)的信道容量極限。實驗證明，無論是SIMO還是MISO的信道容量都會隨著接收天線數(shù)或發(fā)射天線數(shù)的增加而增加，二者為對數(shù)關系。也就是說，發(fā)射分集和接收分集都可以改善接收端的信噪比，從而提高信道容量和頻譜效率，但對信道容量的提升有限，僅為對數(shù)關系。若在發(fā)送端和接收端都采用多天線，則成為MIMO系統(tǒng)，該系統(tǒng)可等效為多個SIMO或MISO系統(tǒng)。MIMO系統(tǒng)相當于既并行又交叉的多個信道同時傳送數(shù)據(jù)。當H為正交矩陣(天線之間相互獨立、互不相干的情況下)時，貝爾實驗室給出了MIMO系統(tǒng)的信道極限容量公式為由式(5-7)可知，MIMO系統(tǒng)容量會隨著發(fā)射端或接收端天線數(shù)較小的一方min(Mr,Mt)的增加而增加?？偟膩碚f，MIMO技術(shù)的目的是提供更高的空間分集增益：聯(lián)合發(fā)射分集和接收分集兩部分的空間分集增益，提供更大的空間分集增益，保證等效無線信道更加“平穩(wěn)”，從而降低誤碼率，進一步提升系統(tǒng)容量。5.2.3MIMO工作模式為了提高信息傳送效率的工作模式，就是MIMO的復用模式；為了提高信息傳送可靠性的工作模式，就是MIMO的分級模式?？辗謴陀媚Ｊ絊M的思想如圖5.13所示，指的是把1個高速的數(shù)據(jù)流分割為幾個速率較低的數(shù)據(jù)流，分別在不同的天線進行編碼、調(diào)制，然后發(fā)送。天線之間相互獨立，一個天線相當于一個獨立的信道。接收機利用空間均衡器分離接收信號，然后解調(diào)、解碼，將幾個數(shù)據(jù)流合并，恢復出原始信號?？諘r復用常用的空時編碼技術(shù)有預編碼(圖5.14)和每天線速率控制(Per-AntennaRateControl，PARC)，預編碼技術(shù)把原始數(shù)據(jù)流兩個符號分為一組進行變換，如某一組為s1、s2，轉(zhuǎn)換成并行數(shù)據(jù)流z1、z2，然后由不同的天線發(fā)出去，二者的關系如(5-8)式所示：PARC(圖5.15)則直接根據(jù)每個天線的信道條件調(diào)節(jié)其信息發(fā)送速度。天線信道條件好的，速率快一些；反之，速率慢一些。速率控制本身也是一種空時編碼，只不過一路天線速度快一些，另一路慢一些而已。在天線口，PARC的空時編碼所做的工作就是直接把速率調(diào)節(jié)好的兩列數(shù)據(jù)搬到天線口發(fā)射，不做變換。所以空時編碼矩陣為空間分集(SpaceDiversity，SD)的思想是制作同一個數(shù)據(jù)流的不同版本，分別在不同的天線進行編碼、調(diào)制，然后發(fā)送，如圖5.16所示，這個數(shù)據(jù)流可以是原來要發(fā)送的數(shù)據(jù)流，也可以是原始數(shù)據(jù)流經(jīng)過一定的數(shù)學變換后形成的新數(shù)據(jù)流。接收機利用空間均衡器分離接收信號，然后解調(diào)、解碼，將同一數(shù)據(jù)流的不同接收信號合并，恢復出原始信號。空間分集可以起到可靠傳送數(shù)據(jù)的作用。不管是復用技術(shù)，還是分集技術(shù)，都是把一路數(shù)據(jù)變成多路數(shù)據(jù)的技術(shù)，即都涉及空時編碼技術(shù)?？臻g分集常用的技術(shù)有空時塊編碼(SpaceTimeBlockCoding，STBC)、空頻塊編碼(SpaceFrequencyBlockCode，SFBC)、時間/頻率轉(zhuǎn)換傳送分集(Time/FrequencySwitchTransmitDiversity，TSTD/FSTD)和循環(huán)延時分集(CycleDelayDiversity，CDD)。STBC的主要思想是在空間和時間兩個維度上安排數(shù)據(jù)流的不同版本，可以有空間分集和時間分集的效果，從而降低信道誤碼率，提高信道可靠性。如圖5.17所示。SFBC的主要思想是在空間和頻率兩個維度上安排數(shù)據(jù)流的不同版本，可以有空間分集和頻率分集的效果。在天線1上，兩個符號s1、s2分別放在兩個相鄰的子載波上；在天線2上，這兩個符號調(diào)換一下子載波的位置，把它們的另一個版本“、*”分別放在這兩個子載波上。TSTD/FSTD也是在空間和時間兩個維度上安排數(shù)據(jù)流的不同部分，可以有空間分集和時間分集的效果。在天線1上依次發(fā)送數(shù)據(jù)流的各個符號，延遲一段時間后，在天線2上再開始依次發(fā)送這個數(shù)據(jù)流。TSTD/FSTD矩陣表示形式如圖5.18所示。CDD也是在空間和時間兩個維度上安排數(shù)據(jù)流的，CDD技術(shù)原理示意如圖5.19所示。CDD有空間分集和時間分集的效果。在天線1上和天線2的時隙位置上，交叉安排符號流s1、s2，符號排隊等待發(fā)射，在第一個符號周期，該符號放到天線1上發(fā)射，在下一個符號周期，下一個符號放到天線2上發(fā)射，依此類推。多天線技術(shù)主要是指空間分集、空間復用、空間多址SDMA和波束賦形(BeamForming)，下面對它們進行比較說明。空間分集是利用天線之間的不相關性來實現(xiàn)的，這個不相關性要求天線間距在10個λ(電磁波波長)以上?？臻g分集可以是多個天線發(fā)射、一個天線接收(即發(fā)射分集，屬于MISO方式)，也可以是一個天線發(fā)射、多個天線接收(接收分集，屬于SIMO方式)。分集的目的不是提高鏈路容量，而是提高鏈路質(zhì)量?？臻g復用也是利用天線之間的不相關性來實現(xiàn)的，空間復用一般需要多個發(fā)射天線、多個接收天線，它是一種MIMO方式，也可以是智能天線方式。在復用時，并行發(fā)射和接收多個數(shù)據(jù)流，目的是提高鏈路的容量而不是提高鏈路的質(zhì)量。天線之間彼此獨立而且鏈路質(zhì)量較好的情況，有助于提升復用的效率，可以使用復用度較高的數(shù)據(jù)傳輸方式；在天線相關性較高和鏈路質(zhì)量較差時，復用度不能太高，需要降低復用數(shù)據(jù)流的數(shù)目，甚至不復用，只發(fā)送單個數(shù)據(jù)流?；蛘?，將工作模式轉(zhuǎn)換成空間分集和波束賦形。空分多址SDMA，是利用相同的時隙、相同的子載波，通過不同的天線傳送多個終端用戶的數(shù)據(jù)。不同用戶的數(shù)據(jù)如果要彼此相互區(qū)別，就要求天線之間具有不相關性?？辗侄嘀返闹饕康氖峭ㄟ^空間上區(qū)別用戶，在鏈路上容納更多的用戶，提高用戶的容量。波束賦形利用電磁波之間的相干特性，將電磁波的能量(波束)集中于某個特定的方向上。也可以這樣理解，波束賦形是利用天線陣元之間的相關性來實現(xiàn)的，不同于上述分集、復用、多址的方式。空間分集、復用、多址都是利用天線之間的不相關特性，因此，波束賦形要求天線之間的距離小一些，通常在λ/2左右。波束賦形的主要目的是增強覆蓋和抑制干擾。通過波束賦形，使波束主瓣對準有用信號的方向，增強了有效覆蓋范圍，同時使波束的零深對準干擾方向，抑制了干擾。使用波束賦形的多天線系統(tǒng)，就是傳統(tǒng)的智能天線技術(shù)SA，也叫自適應天線系統(tǒng)AAS。TD-SCDMA系統(tǒng)的關鍵技術(shù)就是智能天線，在現(xiàn)在的無線制式中，智能天線的概念正在逐步弱化，MIMO系統(tǒng)則被認為是實現(xiàn)頻譜效率提升的優(yōu)選技術(shù)。智能天線實現(xiàn)空間復用、空分多址的效果，與用戶位置分布有很大關系，當用戶比較集中時，復用或多址的效果就比較差。而MIMO技術(shù)實現(xiàn)的空間復用和空分多址的效果和用戶位置分布沒有任何關系。MIMO技術(shù)要求利用天線之間的不相關性，而智能天線要利用天線之間的相關性。當天線之間存在較大的相關性時，MIMO技術(shù)的空間復用、空分多址的效果就比較差。而在此條件下，智能天線的波束賦形效果卻比較好。MIMO技術(shù)利用天線之間相互獨立性，可以有效地克服多徑效應的影響，比較適合在密集城區(qū)或高層樓宇場景使用；而智能天線則利用的是天線之間的相關性，克服多徑效應影響的能力有限，但對克服用戶間的干擾有較好的效果。MIMO系統(tǒng)可根據(jù)不同的系統(tǒng)條件、變化的無線環(huán)境采用不同的工作模式，LTErelease9協(xié)議中定義了以下八種MIMO下行傳輸模式，采用哪種模式由高層通過RRC信令消息通知UE。(1)TM1：為單天線工作模式，信息通過單天線發(fā)送的工作模式，適用于未布放雙通道的室分系統(tǒng)。(2)TM2：為開環(huán)發(fā)射分集，同一信道的多個信號副本分別通過多個衰落特性相互獨立的信道進行發(fā)送，提高傳輸可靠性。適用于信道質(zhì)量不好時，如在小區(qū)邊緣，增強小區(qū)覆蓋。(3)TM3：為開環(huán)空間復用，終端不反饋信道信息，發(fā)射端根據(jù)預定義的信道信息確定發(fā)射信號。在不同的天線上人為制造“多徑效應”，一個天線正常發(fā)射，其他天線引入相位偏移環(huán)節(jié)。多個天線的發(fā)射關系構(gòu)成復矩陣，并行地發(fā)射不同的數(shù)據(jù)流。這個復矩陣在發(fā)射端隨機選擇，不依賴接收端的反饋結(jié)果，就是開環(huán)空間復用。適合于信道質(zhì)量高且空間獨立性強時，提高用戶吞吐率。(4)TM4：為閉環(huán)空間復用，需要終端反饋信道信息，發(fā)射端采用該信息進行信號預處理以產(chǎn)生空間獨立性。根據(jù)預定義的信道信息確定發(fā)射信號，發(fā)射端在并行發(fā)射多個數(shù)據(jù)流時，根據(jù)反饋的信道估計結(jié)果，選擇制造“多徑效應”的復矩陣，就是閉環(huán)空間復用。適合于信道質(zhì)量高且空間獨立性強時，終端靜止時性能好，提高用戶吞吐率。(5)TM5：為多用戶MIMO，基站使用相同時頻資源將多個數(shù)據(jù)流發(fā)送給不同用戶，接收端利用多副天線對干擾數(shù)據(jù)流進行取消和零陷。主要用來提高小區(qū)的容量。(6)?TM6：為Rank=1的閉環(huán)發(fā)射分集，作為閉環(huán)空間復用的一特例，只傳輸一個數(shù)據(jù)流，也就是說空間信道的秩Rank=1，發(fā)射端采用單層預編碼，使其適應當前的信道。這種工作模式主要適合于小區(qū)邊緣，提高傳輸可靠性。(7)TM7：為單流波束賦形，發(fā)射端利用上行信號來估計下行信道特征，在下行信號發(fā)送時，每根天線上乘以相應的特征權(quán)值，使其天線陣發(fā)射信號具有波束賦形效果，能夠有效對抗干擾。適合于信道質(zhì)量不好時，如在小區(qū)邊緣，增強小區(qū)覆蓋。(8)?TM8：為雙流波束賦形模式，結(jié)合復用和智能天線技術(shù)，進行多路波束賦形發(fā)送，既提高用戶信號強度，又提高用戶峰值和均值速率?？梢杂糜谛^(qū)邊緣也可以應用于其他場景，降低干擾，提高吞吐率。傳輸模式是針對單個終端而言的。同小區(qū)不同終端可以用不同的傳輸模式，eNB自行決定某一時刻對某一終端采用什么類型的傳輸模式。模式3到模式8中均含有發(fā)射分集，當信道質(zhì)量急劇惡化時，eNB可以快速切換至模式內(nèi)發(fā)射分集模式，提高終端接收增益。5.2.4MIMO系統(tǒng)的實現(xiàn)下面以圖5.20所示信息的物理層處理為例來說明MIMO的實現(xiàn)。圖5.20中的TB(Transportblock)為傳輸塊，TB塊到達物理層，要經(jīng)歷如下4個過程。(1)編碼。編碼使數(shù)據(jù)流具有糾錯和抗干擾能力，增加信息傳送的可靠性，使之能夠應對無線環(huán)境的險惡變化，但是增加了冗余比特，使有用信息的傳輸比例減少。(2)交織。交織的過程是打亂原來的比特流順序，這樣連續(xù)的深衰落對信息的影響實際作用在打亂順序的比特數(shù)據(jù)流上，在恢復原來的順序后，這個影響就不是連續(xù)的，而變成離散的了，這樣就可以方便地根據(jù)冗余比特恢復原始數(shù)據(jù)。(3)加擾。加擾是對編碼后的數(shù)據(jù)逐比特地與擾碼序列進行運算。擾碼序列是一種PN序列。PN序列可將數(shù)據(jù)間的干擾隨機化，可以對抗干擾；同時使用PN序列加擾，類似給數(shù)據(jù)上了一把鎖，而PN序列就好比鑰匙。也就是說，加擾起到保密的作用，可以對抗竊聽。(4)調(diào)制。調(diào)制是將比特數(shù)據(jù)流映射到復平面上的過程，也叫做復數(shù)調(diào)制。QAM是幅度、相位聯(lián)合調(diào)制的技術(shù)，它同時利用了載波的幅度和相位來傳遞信息。LTE的復數(shù)調(diào)制有BPSK、QPSK、16QAM、64QAM。對比一下，在3G中的HSDPA中，最高階的調(diào)制方式僅到16QAM，而LTE最高階的調(diào)制方式可到64QAM。樣點數(shù)目越多，其傳輸效率越高。完成調(diào)制后，基帶將進行MIMO相關的處理。將信道編碼、調(diào)制后的比特數(shù)據(jù)流送到發(fā)送天線端口進行層映射和預編碼。數(shù)據(jù)流的數(shù)量和發(fā)送天線數(shù)量是不一致的，將數(shù)據(jù)流比特送到不同的發(fā)送天線、不同時隙、不同子載波上，是一個比較復雜的數(shù)學變換過程。這個過程使用層映射與預編碼來完成。增加層映射的目的就是為了將復雜的數(shù)學變換簡單化，無線環(huán)境非常復雜，要根據(jù)無線環(huán)境選擇MIMO的應用模式。層映射(layermapping)和預編碼(precoding)共同組成了LTE的MIMO部分。(1)層映射。層映射就是將編碼調(diào)制后的數(shù)據(jù)流按一定規(guī)則重新排列，將彼此獨立的碼字映射到空間概念層上。層映射可以使原本串行的數(shù)據(jù)流有了初步的空間概念，將碼字映射到并行的數(shù)據(jù)流上，層數(shù)是可并行傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流個數(shù)，一般來說小于等于信道矩陣的秩。唯一例外的是分集，層數(shù)是天線的邏輯端口個數(shù)。MIMO的原理類似解線性方程組，每層上的符號就是待解的未知數(shù)。這個空間概念層是到物理天線端口的中轉(zhuǎn)站，通過這樣的轉(zhuǎn)換，原來串行的數(shù)據(jù)流就有了空間的概念。層映射的位置關系如圖5.21所示。圖5.21中的數(shù)字序列代表承載二進制比特0和1的15K子載波的幅度值的序列。由于“層”映射發(fā)生在物理層編碼、調(diào)制之后，因此，每個流采用了相同的物理編碼和調(diào)制策略，而不同“層”的天線數(shù)據(jù)，在同一時刻，無線信道的狀況有可能差異很大，因此在實際中無法實現(xiàn)。于是后來用碼字CodeWord到“層”layer的映射。(2)預編碼。預編碼過程是將層數(shù)據(jù)映射到不同的天線端口、不同的子載波上和不同的時隙上，以實現(xiàn)分集或復用的目的。預編碼過程就是空時編碼的過程。經(jīng)過預編碼過程后的數(shù)據(jù)已經(jīng)確定了天線端口，也就是說，確定了空間維度的資源，在每個天線端口上，將預編碼后的數(shù)據(jù)對應在子載波和時隙組成的二維物理資源RE上，接下來生成OFDM符號，插入CP，然后從各個天線端口發(fā)送出去。預編碼原理示意如圖5.22所示。5.3LTE的其他關鍵技術(shù)5.3.1混合自動重傳技術(shù)HARQLTE中混合自動重傳(HARQ)主要是系統(tǒng)端對編碼數(shù)據(jù)比特的選擇重傳以及終端對物理層重傳數(shù)據(jù)合并。在這里涉及兩個方面，一個是自動重傳請求(ARQ)技術(shù)，另一個是前向糾錯(FEC)技術(shù)。也可以說，HARQ=ARQ+FEC，F(xiàn)EC是一種編碼技術(shù)，編碼的作用主要是保證傳輸?shù)目煽啃?，具有自動糾錯的能力。舉例說明：如果要傳輸信息0，則可以發(fā)0000；如果收到干擾變成了0001或者1000，則FEC可以糾正為0000，從而增加了容錯率，而若只發(fā)一個0，則一旦干擾成了1就會造成誤碼。而假如接收端收到的是1100，由于1和0一樣多，所以會認為是錯碼，從而要求重傳，觸發(fā)ARQ。而ARQ技術(shù)在收到信息后，會通過CRC(CyclicRedundancyCheck，循環(huán)冗余檢驗)校驗位進行校驗；如果發(fā)現(xiàn)錯誤了或者壓根就沒收到這個包，則會回NAK(NegativeAcknowledgment，沒有應答)要求重傳；否則，回ACK(Acknowledgecharacter，確認字符)，說明已經(jīng)收到了。HARQ有兩種運行方式。(1)跟蹤(Chase)或軟合并(SoftCombining)方式，即數(shù)據(jù)在重傳時，與初次發(fā)射時的數(shù)據(jù)相同。(2)遞增冗余(IncrementalRedundancy，IR)方式，即重傳時的數(shù)據(jù)與發(fā)射的數(shù)據(jù)有所不同。其原理為信息在進入通信系統(tǒng)后，首先進行調(diào)制和編碼，經(jīng)過調(diào)制的信息相當于壓縮，是比較小的信息，第一次先發(fā)這個信息。而經(jīng)過編碼的信息是帶冗余的信息，如果第一次發(fā)送失敗，則第二次會將編碼后的信息發(fā)射出去，由于冗余信息有糾錯的功能，所以增加了重發(fā)的可靠性，但在接收端需要更大的內(nèi)存。HARQ的流程如下：(1)eNB發(fā)一個包給UE，UE沒有解調(diào)出來，回NAK給eNB。(2)eNB將包的另外一部分發(fā)給UE，UE通過將兩次發(fā)送的包進行軟合并，解出來回ACK，eNB收到后繼續(xù)發(fā)其他包。這里要強調(diào)一點，HARQ發(fā)端每發(fā)一個包都會啟動一個timer(計時器)，如果timer時間到了還沒有下一個包到來，則eNB會認為這是最后一個包，會發(fā)一個指示給UE，告訴它發(fā)完了，防止最后一個包丟失。而UE側(cè)也有計時器，回NAK后計時器開始，到時候如果還沒有收到重發(fā)，就會放棄這個包，由上層進行糾錯。而且不同QoS的HARQ機制也不同，如VoIP之類的小時延業(yè)務，可能就會不要求上層重發(fā)，丟了就丟了，保證時延。5.3.2自適應編碼AMC自適應調(diào)制編碼(AMC)就是可以根據(jù)無線環(huán)境和數(shù)據(jù)本身的要求來自動選擇調(diào)制和編碼方式。LTE支持BPSK、QPSK、16QAM和64QAM四種調(diào)制方式以及卷積、Turbo等編碼方式。早在3G的設計之初，設計人員就認定足夠大的功率是保證高速傳輸之根本，所以3G和4G都摒棄了之前通過功率控制方式來改善無線信道的做法，而采用了速率控制，就是通過不同的調(diào)制和解碼方式來適應信道環(huán)境。AMC是通過信道估計，獲得信道的瞬時狀態(tài)信息，根據(jù)無線信道變化選擇合適的調(diào)制和編碼方式。網(wǎng)絡側(cè)根據(jù)用戶瞬時信道質(zhì)量狀況和目前無線資源，選擇最合適的下行鏈路調(diào)制和編碼方式，從而提高頻帶利用效率，使用戶達到盡量高的數(shù)據(jù)吞吐率。當用戶處于有利的通信地點時(如靠近基站或存在視距鏈路)，用戶數(shù)據(jù)發(fā)送可以采用高階調(diào)制和高速率的信道編碼方式，如16QAM和3/4編碼速率，從而得到高的峰值速率；而當用戶處于不利的通信地點時(如位于小區(qū)邊緣或者信道深衰落)，網(wǎng)絡側(cè)則選取低階調(diào)制方式和低速率的信道編碼方案，如QPSK和1/2編碼速率，來保證通信質(zhì)量。1.?AMC原理圖5.23為OFDM系統(tǒng)中AMC調(diào)制實現(xiàn)原理框圖。在發(fā)射端，輸入的信號經(jīng)過編碼、調(diào)制、OFDM信號的產(chǎn)生，然后發(fā)射出去，經(jīng)過時變信道后，在接收端，經(jīng)過OFDM信號的接收、解調(diào)、譯碼，最后得到所需要的數(shù)據(jù)。其中的編碼采用的是Turbo碼，調(diào)制方式采用的是QPSK或16QAM。2.?AMC的實現(xiàn)一個OFDM符號由多個子信道組成，而每個子信道又由多個子載波組成。OFDM符號各個子載波上的信噪比可以通過信道估計得到，如果反饋每個子載波上的信噪比來確定其采用的調(diào)制編碼方式，那么大量的反饋信息將嚴重削弱AMC的吞吐率優(yōu)勢，也很難實現(xiàn)。因此，實際上不是以子載波為單位反饋信噪比，而是以子信道為單位反饋信噪比，所以，子信道的信噪比需要由該子信道上所有子載波的信噪比等效得到，然后根據(jù)這個等效的有效信噪比，通過某種自適應算法確定該子信道應當采用的調(diào)制編碼速率。3.?AMC的實現(xiàn)步驟如下(1)根據(jù)各個子載波上的信噪比計算子信道等效的有效信噪比。(2)根據(jù)該有效信噪比，通過門限判決的自適應算法確定調(diào)制編碼速率。UE會周期性地測量無線信道，并上報信道質(zhì)量指示(CQI)、物理小區(qū)標識(PCI)和秩指示(RI)。其中，CQI就是UE對無線環(huán)境的一個判斷，eNB會根據(jù)上報的CQI選擇相應的調(diào)制和編碼方式，同時兼顧緩存中的數(shù)據(jù)量，最后決定調(diào)制方式、HARQ、資源塊大小等發(fā)射給終端。調(diào)制方式?jīng)Q定了調(diào)制階數(shù)，調(diào)制階數(shù)意味著每個符號中所傳送的比特數(shù)。碼率為傳輸塊中信息比特數(shù)與物理信道總比特數(shù)之間的比值，即5.3.3高階調(diào)制一般來說，每種調(diào)制方式都有特定的“星座圖”，一種調(diào)制方式的“星座點”越多，每個點代表的比特數(shù)就越多，在同樣的頻帶帶寬下提供的數(shù)據(jù)傳輸速率就越快。QAM是幅度、相位聯(lián)合調(diào)制的技術(shù)，它同時利用了載波的幅度和相位來傳遞信息比特，因此在最小距離相同的條件下可實現(xiàn)更高的頻帶利用率。由于QAM的頻帶利用率的提高是以犧牲一定誤碼率為代價的，因此選擇多進制的QAM調(diào)制，需要先預測信道質(zhì)量，電平數(shù)不一定越高越好。實驗證明，在相同信噪比的情況下，64QAM的誤碼性能比16QAM的差，誤碼率高。下面分別說明在歷代移動通信系統(tǒng)中都采用過的調(diào)制方式。早期GPRS采用的調(diào)制方式是高斯最小頻移鍵控GMSK，最大速率不過171.2?kb/s。后來演進到EDGE，換成了8PSK，最大速率提高到了473.6?kb/s。在WCDMA系統(tǒng)中，從R4階段的正交相移鍵控QPSK(2?Mb/s)到HSPA的16QAM(14.4?Mb/s)，再到HSPA+?的64QAM(21?Mb/s)，調(diào)制方式的改進帶來的速率提升是顯而易見的。在TD-SCDMA中，從R4階段的QPSK(640?kb/s到HSPA的16QAM(2.8?Mbit/s)，還可以升級到HSPA+?的64QAM(4.2?Mbit/s)。在TD-LTE系統(tǒng)中最高可采用64QAM。樣點數(shù)目越多，其傳輸效率越高。64QAM星座圖如圖5.24所示。越是高性能(速率高)的調(diào)制方式，其對信號質(zhì)量(信噪比)的要求越高，這是高階調(diào)制的缺點。5.3.4MAC調(diào)度算法1.最大C/I算法由于UE在空間中是隨機的，那么所處的無線環(huán)境也不同，無線環(huán)境優(yōu)(C/I優(yōu))的UE會上報更大的CQI，從而獲得更高的速率。如果想獲得最大的扇區(qū)吞吐量，則最好的辦法就是將RB都給C/I最優(yōu)的用戶。這個算法最大的好處就是能獲得最大的扇區(qū)吞吐量和資源利用率，但是也有致命的缺點，就是不公平，那些處在覆蓋中間和邊緣的用戶由于C/I不如處在覆蓋中心的用戶，可能就沒有得到RB的機會，所以就產(chǎn)生了第二種算法，輪詢算法。2.輪詢算法輪詢算法就像它的名字，每個用戶輪著來，避免了最大C/I算法無法兼顧弱勢用戶的情況，扇區(qū)下每個用戶平均分配RB資源，但是犧牲了扇區(qū)的最大吞吐量和資源利用率。3.比例公平算法從上面兩種調(diào)度算法看，都有優(yōu)點和缺點，于是將上面兩種算法結(jié)合，便產(chǎn)生了比例公平算法。比例公平算法的初衷是既要考慮到用戶所處的C/I，保證一些優(yōu)質(zhì)用戶的網(wǎng)速，同時又要兼顧分配的公平，保證人人都有RB分配。為了方便，這里使用公式(5-10)說明：4.持續(xù)調(diào)度與半持續(xù)調(diào)度和動態(tài)調(diào)度上述三種調(diào)度方法都是動態(tài)調(diào)度的細分，調(diào)度在時間分配上還分為持續(xù)調(diào)度和半持續(xù)調(diào)度。其中持續(xù)調(diào)度是電路域的思想，將資源一直給一個用戶，在LTE里是不用的。而半持續(xù)調(diào)度用在LTE里，就是將一段很長時間的RB都分給一個用戶，比較典型的業(yè)務就是VoIP，至少要保證通話這段時間里擁有RB。5.3.5小區(qū)間干擾消除眾所周知，LTE是一個正交的系統(tǒng)，但是這個正交只限于小區(qū)內(nèi)，即是小區(qū)內(nèi)所有的用戶正交，不存在互相干擾；可是，不同小區(qū)的用戶間不正交，就會產(chǎn)生小區(qū)間的干擾。實驗證明，LTE網(wǎng)絡在邊緣處的衰減很快，為此，LTE采用如下方法來抑制小區(qū)間干擾。1.加擾加擾技術(shù)出現(xiàn)在2G時代，主要作用是隨機化解決干擾。在LTE中也是一樣，不同的小區(qū)用不同的UEID、小區(qū)ID和時隙的起始位置等加擾。一般情況下，加擾在編碼之前，調(diào)制之后進行比特級別的加擾。而且不同的信道加擾的擾碼因素也不一樣，例如物理下行鏈路共享信道(PDSCH)?/?物理上行控制信道(PUCCH)?/?物理上行共享信道(PUSCH)用的是小區(qū)ID，用戶設備號UEID和起始時隙位置，物理多播信道(PMCH)用的是多媒體廣播多播服務單頻網(wǎng)系統(tǒng)指示號(MBSFNSID)和起始時隙位置，物理廣播信道(PBCH)?/?物理下行鏈路控制信道(PDCCH)?/?物理控制格式指示信道(PCFICH)?/?物理混合ARQ指示信道(PHICH)用的是小區(qū)ID和起始時隙位置來做擾碼因素。2.跳頻跳頻也是2G時代的技術(shù)，通過跳頻可以避免同一頻率上的干擾。目前LTE上下行都支持跳頻。大多數(shù)信道都支持子幀內(nèi)的跳頻，PUSCH支持子幀間的跳頻。3.發(fā)射端波束賦形發(fā)射端波束賦形的思想是通過波束賦形技術(shù)的運用，提高目標用戶的信號強度，同時主動降低干擾用戶方向的輻射能量(假如能判斷出干擾用戶的位置)，此消彼長來解決小區(qū)間干擾。4.小區(qū)間的干擾協(xié)調(diào)小區(qū)間的干擾協(xié)調(diào)的思想就是以小區(qū)協(xié)調(diào)的方式對資源使用進行限制，包括限制頻率資源的可用性，或者限制功率資源可用性來使邊緣用戶得以區(qū)分。主要分為頻率資源協(xié)調(diào)和功率資源協(xié)調(diào)兩種方式。5.3.6載波聚合1.概述根據(jù)香農(nóng)信息論，信道容量隨信道帶寬呈等比增長。如果有更多的頻譜資源，就能獲得更高的傳輸速率。LTER8/9協(xié)議支持最大20?MHz帶寬，即FDD系統(tǒng)的上行和下行分別可使用最多20?MHz頻率資源，而TDD系統(tǒng)則是上行和下行共用最大20?MHz頻率。當調(diào)制階數(shù)、編碼速率、MIMO流數(shù)等難以進一步提高時，若希望進一步提高物理層傳輸速率，就需要加大系統(tǒng)帶寬，即定義超過20?MHz的更大帶寬。另一方面，由于頻譜資源的稀缺，很多移動通信運營商并不能獲取連續(xù)的20?MHz頻率資源，但可能有多個小帶寬的頻譜“碎片”。盡管可以使用這些資源來組建三層同頻網(wǎng)絡，但是單個終端的傳輸速率受限于5?MHz帶寬，不能進一步提升?？紤]到傳輸速率的提升需求，以及充分利用離散的小帶寬頻譜資源的需求，LTE-AR10協(xié)議使用載波聚合(CarrierAggregation，CA)技術(shù)，將多個帶寬資源“聚合”在一起，同時承載一個終端的數(shù)據(jù)傳輸，載波聚合的示意圖如圖5.25所示，一個分量載波(CC)被稱作一個被聚合的載波。當一個基站使用了載波聚合時，從LTER8/9終端看來，每個載波仍是一個普通的LTE載波，正常發(fā)送各物理信道物理信號，有自己的PCI，可供沒有載波聚合能力的終端正常接入。當服務LTE終端時，空口各層的處理和過程仍遵循R8/9協(xié)議，即載波聚合可后向兼容LTE終端。因此即使工作在載波聚合狀態(tài)下，空口鏈路層的絕大部分工作方式仍與非載波聚合時相同。對于支持載波聚合的LTE-A終端，基站可以為其配置1～5個服務小區(qū)。在這些服務小區(qū)中，有一個是主服務小區(qū)Pcell，其余的是輔服務小區(qū)Scell。載波聚合終端使用的載波(即頻率資源)稱為該終端的上行和下行成員載波。主小區(qū)的載波稱為主成員載波(PCC)，輔小區(qū)的載波則為輔成員載波(SCC)。主小區(qū)是終端初始接入的小區(qū)(除非發(fā)生切換)。主小區(qū)與終端建立RRC信令連接，并控制RRC連接重配置、重建立、釋放，并承載非接入層(Non-AccessStadium，NAS)信令的傳遞。從NAS層和核心網(wǎng)看來，終端連接在主小區(qū)，終端在不同小區(qū)間的切換也由主小區(qū)控制。輔小區(qū)只是在需要時為終端提供額外的空口資源，基站和終端并不通過輔小區(qū)傳遞RRC信令。輔小區(qū)可以同時提供下行資源和上行資源，也可只提供下行資源，因此下行和上行載波聚合的成員載波個數(shù)可以不同?；就ㄟ^RRC專用信令為具備載波聚合能力的終端配置輔小區(qū)和輔載波的相關工作參數(shù)，并在有需要時啟動載波聚合數(shù)據(jù)傳輸。從空中鏈路層看，分組數(shù)據(jù)匯聚協(xié)議(PDCP)層和RLC層并不知曉載波聚合的存在，因此它們?nèi)园碙TER8/9協(xié)議定義的方式工作。MAC層負責多個成員載波上的數(shù)據(jù)聚合，從而從上層屏蔽了CA功能，如圖5.26所示?；竞徒K端的MAC層為每個CC維護一個獨立的HARQ實體，負責各個CC上的MMC層重傳?；綧AC層的調(diào)度器負責所有CC的終端調(diào)度和空口資源分配。基站有以下兩種方式下發(fā)物理層的空口資源分配信令。1)非跨載波調(diào)度通常情況下，一個成員載波上的空口資源分配由該成員載波上的物理層下行控制信道PDCCH指示。對于FDD系統(tǒng)，上行成員載波的資源分配由同服務小區(qū)的下行成員載波的PDCCH指示。2)跨載波調(diào)度某些情況下，可用一個成員載波的PDCCH上發(fā)送的指令，指示其他輔成員載波上的空口資源分配?？巛d波調(diào)度會增加資源分配的復雜度，一般用于異構(gòu)網(wǎng)絡同頻干擾嚴重的場景。終端的MAC層負責將上行數(shù)據(jù)分配在多個CC的資源上傳輸。上行待傳輸數(shù)據(jù)量通過MAC層的緩存區(qū)狀態(tài)報告(BSR)在主小區(qū)的上行CC