《LTE基礎原理與關鍵技術》課件第7章

第7章無線信道模型7.1概述

7.2常規(guī)測試信道

7.3SCM信道模型

7.4SCM-A~SCM-D信道模型

7.5SCME信道模型

7.6ITU信道模型

7.7WINNER信道模型

7.1.1信道建模方式

在實際的移動通信中，電波的傳播方式除了直射波和地面反射波以外，還存在傳播路徑中各種障礙物引起的輻射能量的散射、折射和繞射等。接收信號可以由包絡特性和相位特性來描述。

7.1概述由于多徑效應，接收信號的包絡特性包括慢衰落特性和快衰落特性。慢衰落表示接收信號的長期變化，大量的統(tǒng)計測試數(shù)據(jù)表明，慢衰落近似服從對數(shù)正態(tài)分布。快衰落對應于接收信號在空間的快速擾動，是由于正在運動的移動用戶附近的障礙物對信號的散射引起的?？紤]大量路徑引起的散射，接收信號的包絡服從瑞利(Rayleigh)分布；若存在視距路徑，由于該路徑信號的強度往往比其他路徑大得多，則接收信號的包絡服從萊斯(Ricean)分布。多天線信道建模方法可分為兩大類:確定性模型和統(tǒng)計模型，如圖7.1.1所示。

圖7.1.1基本MIMO信道模型分類確定性模型包括基于射線跟蹤方法建立的信道模型和基于利用記錄的場測脈沖響應來復現(xiàn)特定環(huán)境下的信道特性，上述方法的優(yōu)點是準確性高，缺點是只適用于特定的傳播環(huán)境。

統(tǒng)計模型包括基于幾何分布的統(tǒng)計信道模型、基于抽頭延遲線的參數(shù)化統(tǒng)計模型和基于相關性的統(tǒng)計模型。

基于幾何分布的統(tǒng)計信道模型對鏈路兩端的散射體作隨機分布的假設，根據(jù)電磁波的反射、衍射和散射的基本定律，從散射體的分布位置來導出MIMO信道模型，該統(tǒng)計模型又稱之為物理模型；參數(shù)化統(tǒng)計模型把接收信號看做波的疊加，抽頭延遲線是其通常的實現(xiàn)方法，每個抽頭表示一個徑；基于相關性的統(tǒng)計模型假設信道系數(shù)為復高斯分布，其一二階矩完全確定信道的統(tǒng)計特性。

在這種假設下，已經(jīng)構造出一些基于二階統(tǒng)計特性的MIMO信道模型。7.1.2瑞利衰落

假設存在兩徑信號到達接收機，則信道輸出的基帶信號為

(7.1.1)

在一定的時間范圍內(nèi)，可認為信道的平坦衰落的包絡瞬時不變，即 瞬時不變，設為A(t)，則

(7.1.2)

假設第一徑時延為0，即τ1(t)＝0；第二徑時延為τ2(t)，有τ2(t)－τ1(t)＝Δτ，則接收信號的幅度包絡為

(7.1.3)

式中， c為電波在自由空間的傳播速度， Δτ是信號的時延變化，因此Δτ＝Δd/c。

因此:

若 cos(2πfcΔτ)＝0，則信號出現(xiàn)深衰落；

若 cos(2πfcΔτ)＝1，則信號幅度增長得到最大值；

若 cos(2πfcΔτ)＝0，信號再次出現(xiàn)深衰落；

……

依此遞推。顯然，多徑信道多個時延的不斷變化導致了信號的快速衰落，每兩次深衰落的間隔為λ/2，每兩次峰值的間隔也為λ/2。移動臺運動時，時延不斷變化，導致了移動信道的信號快衰落。

接收機移動時將引起接收信號出現(xiàn)多普勒頻移的現(xiàn)象，設多普勒頻移值為

(7.1.4)

那么接收的路徑信號相位為

(7.1.5)

式中，dv，n是第n路徑入射角為θn時移動臺以速度v在時刻t移動的距離；d0，n是t時刻第n路徑信號從移動臺到基站的距離(d0≥dv，n)。由此可得多普勒頻移和衰落次數(shù)的關系如下:

(7.1.6)

當t＝1s時，信號將最快衰落2fm次(理想情況，實際應用中遠小于2fm)。

對于發(fā)射的復信號，在傳播過程中，經(jīng)歷了多次反射和散射，多徑信號的幅值和方向角到達接收天線是隨機的且滿足統(tǒng)計獨立，根據(jù)中心極限定理，接收到的復信號實部、虛部相互獨立并且都是正態(tài)分布的。假設實部和虛部的方差相等，均為σ2，均值為0，則聯(lián)合概率密度函數(shù)為

(7.1.7)

轉(zhuǎn)換為極坐標系下的分布概率密度函數(shù)為

(7.1.8)式中，r為接收信號的幅度；θ為接收信號的相位，θ滿足(0，2π)內(nèi)均勻分布。因此，在(0，2π)內(nèi)對上式積分，可得接收信號的幅度概率密度函數(shù)為

(7.1.9)

式中，σ2代表了I、Q兩路接收信號的平均功率，接收信號的總功率為2σ2。瑞利分布如圖7.1.2所示。

圖7.1.2瑞利分布7.1.3Jakes模型仿真方法

Jakes模型是實現(xiàn)瑞利衰落的常用方法，其仿真方法是由N0個低頻振蕩器產(chǎn)生頻譜 頻率間的相差分布盡可能地接近均勻分布， 為最大多普勒頻移，v為移動速度，λ為波長。振蕩器的數(shù)目越多，則仿真的統(tǒng)計性能越接近理論情況，但是導致計算量和復雜度增加。一般要求N0≥8，實際中通常取N0＝24。Jakes仿真模型的結(jié)構框圖如圖7.1.3所示。

圖7.1.3Jakes仿真模型的結(jié)構框圖

xc和xs可表示為

(7.1.10)

圖7.1.3中，y(t)是以ωc為中心的窄帶信號，具有瑞利衰落特性。自相關函數(shù)近似為J0(ωmτ)，頻譜為

(7.1.11)

其功率譜密度理論曲線如圖7.1.4所示。相應地，天線增益

圖7.1.4瑞利衰落功率譜密度理論曲線

在3GPPTS36.104、36.141等協(xié)議中，針對不同的測試用途，定義了不同的LTE基站側(cè)用于測試的傳播條件。7.2常規(guī)測試信道7.2.1靜態(tài)傳播條件

用于靜態(tài)性能測試的傳播模型為加性高斯白噪聲(AdditiveWhiteGaussianNoise，AWGN)環(huán)境，不存在衰落或多徑。7.2.2多徑衰落傳播條件

針對不同應用場景，定義了三種多徑衰落環(huán)境模型:

·EPA:擴展的步行A(ExtendedPedestrianA，EPA)模型；

·EVA:擴展的車行A(ExtendedVehicularA，EVA)模型；

·ETU:擴展的典型市區(qū)(ExtendedTypicalUrban，ETU)模型。其中，所有路徑均滿足典型的多普勒(Doppler)譜，表示為

(7.2.1)

式中，f∈［－fD，fD］，fD為最大多普勒頻率。

EPA、EVA、ETU信道模型的參數(shù)分別如表7.2.1~表7.2.3所示。

表7.2.1EPA信道模型參數(shù)

表7.2.2EVA信道模型參數(shù)

表7.2.3ETU信道模型參數(shù)實際應用時，采用信道模型多徑參數(shù)與最大多普勒頻率的組合方式定義多徑衰落傳播條件，最大多普勒頻率通常選取為5Hz、70Hz或300Hz，如EPA5Hz、ETU300Hz等。另外，200Hz多普勒頻率指定用于測試上行時間調(diào)整的性能需求。7.2.3高速列車條件

對于高速列車條件包括兩種場景，目的在于測試兩種非衰落信道:

(1)場景1，空曠場景，基站側(cè)采用接收分集，各天線間的多普勒頻移相同。

(2)場景3:多天線隧道場景。上述兩種場景的多普勒頻移表示為

fs(t)＝fDcosθ(t) (7.2.2)

式中，fs(t)為多普勒頻移；fD為最大多普勒頻率；θ(t)的余弦表示為

(7.2.3)式中，Ds/2表示列車與基站間的初始距離(m)；Dmin表示基站與鐵軌間的距離(m)；v表示車速(m/s)；t表示時間(s)。

高速列車鐵路的輸入?yún)?shù)如表7.2.4所示，多普勒頻移參見圖7.2.1和圖7.2.2。

表7.2.4高速列車條件參數(shù)圖7.2.1場景1的多普勒頻移圖7.2.2場景3的多普勒頻移7.2.4移動傳播條件

移動傳播條件的目的在于測試上行時間調(diào)整性能，如圖7.2.3所示，其中定時參考值與第一條路徑之間的時間差如下式表示:

(7.2.4)

所有路徑之間的時延相對值固定，移動傳播條件包括兩種場景，對應的參數(shù)如表7.2.5所示。

圖7.2.3移動傳播條件

表7.2.5移動傳播條件參數(shù)注:場景1中需根據(jù)UE的移動速度計算多普勒頻率；場景2中不考慮多普勒頻移。

7.3.1概述

在3GPPTR25.996協(xié)議中，定義了空間信道模型(SCM)。假設基站(BS)天線陣列的天線數(shù)為S，移動臺(MS)天線陣列的天線數(shù)為U，空間信道包含的多徑數(shù)為N，每條路徑又包括M條子徑。

圖7.3.1所示為模型中使用的角度參數(shù)。7.3SCM信道模型

圖7.3.1基站和移動臺的角度參數(shù)

ΩBSBS天線陣列的方位，定義為BS陣列法線方向與正北方向(參考方向)的夾角。

θBSBS和MS之間視距路徑LOSAoD方向，以BS陣列法線方向為參考。

δn，AoD第n條路徑相對于LOSAoDθ0方向的出發(fā)角度AoD(n＝1，2，…，N)。

Δn，m，AoD第n條路徑的第m條子徑相對于δn，AoD的角度偏移(m＝1，2，…，M)。

θn，m，AoDBS端的第n條路徑的第m條子徑相對于BS陣列法線方向的絕對出發(fā)角度AoD。

Ω

MSMS天線陣列的方位，定義為MS陣列法線方向與正北方向(參考方向)的夾角。

θ

MSBS與MS之間視距路徑LOS與MS陣列法線方向的夾角。

δn，AoA第n條路徑相對于LOSAoAθ0，MS方向的到達角度AoA。

Δn，m，AoA第n條路徑的第m條子徑相對于δn，AoA的角度偏移。

θn，m，AoAMS端的第n條路徑的第m條子徑相對于MS陣列法線方向的絕對到達角度。

v

MS的速度矢量。

θvMS相對于MS陣列法線方向的運動方向，θv＝arg(v)。7.3.2環(huán)境類型

3GPPTR25.996協(xié)議定義了三種環(huán)境類型:郊區(qū)宏小區(qū)(基站間的距離約為3km)、市區(qū)宏小區(qū)(基站間的距離約為3km)和市區(qū)微小區(qū)(基站間的距離小于1km)。

對于宏小區(qū)環(huán)境，基站天線架設高于周圍建筑物的高度；對于市區(qū)微小區(qū)環(huán)境，基站天線與周圍建筑物的高度相當。表7.3.1所示為各類型的環(huán)境參數(shù)。

表7.3.1SCM環(huán)境參數(shù)注:多徑數(shù)N＝6的SCM信道模型不適于帶寬高于5MHz的系統(tǒng)。7.3.2.1郊區(qū)宏小區(qū)和市區(qū)宏小區(qū)

基于修改的COST231Hata市區(qū)傳播模型，宏小區(qū)的路徑損耗表示為

式中，hbs為基站天線高度(m)；hms為移動臺天線高度(m)；fc為載波頻率(MHz)；d為基站與移動臺之間的距離(m)；C為常數(shù)因子(郊區(qū)宏小區(qū)C＝0dB；市區(qū)宏小區(qū)C＝3dB)。

郊區(qū)宏小區(qū)與市區(qū)宏小區(qū)的參數(shù)設置如表7.3.2所示。

表7.3.2郊區(qū)宏小區(qū)和市區(qū)宏小區(qū)的參數(shù)設置點到點的陰影衰落SF相關系數(shù)ζ＝0.5。7.3.2.2市區(qū)微小區(qū)

基于COST231WalfishIkegamiNLOS模型，市區(qū)微小區(qū)NLOS路損的傳播模型參數(shù)設置如表7.3.3所示。

表7.3.3市區(qū)微小區(qū)NLOS路損的傳播模型參數(shù)基于COST231WalfishIkegami街道模型，市區(qū)微小區(qū)LOS路損的傳播模型參數(shù)設置如表7.3.4所示。

表7.3.4市區(qū)微小區(qū)LOS路損的傳播模型參數(shù)點到點的陰影衰落SF相關系數(shù)x＝0.57.3.3單極化無線信道

單極化無線信道的生成方式如下:

式中，Pn為第n條路徑的功率；σSF為對數(shù)正態(tài)陰影衰落；M為每條路徑的子徑數(shù)；θn，m，AoD是第n條路徑中第m條子徑的發(fā)射角(AoD)；θn，m，AoA是第n條路徑中第m條子徑的波達角(AoA)；GBS(θn，m，AoD)是BS天線陣元增益；GMS(θn，m，AoA)是MS天線陣元增益；λ是載波波長(m)；ds是BS天線陣元與參考陣元的間距(m)；du是MS天線陣元與參考陣元的間距(m)；Φn，m是第n條路徑中第m條子徑的相位；‖v‖是MS速度矢量的幅度；θv是MS速度矢量的角度。7.3.4雙極化無線信道

雙極化無線信道的生成方式如下:

式中， 是BS天線復響應的垂直分量；

是BS天線復響應的水平分量；

是MS天線復響應的垂直分量； 是MS天線復響應的水平分量；

是天線增益；rn1是第n條路徑BS垂直方向到MS水平方向與BS垂直方向到MS垂直方向之間的隨機功率比變量；rn2是第n條路徑BS水平方向到MS垂直方向與BS垂直方向到MS垂直方向之間的隨機功率比變量；

是基站x分量與移動臺y分量之間第n條路徑中第m條子徑的相位偏移，x、y可為垂直分量或水平分量。

E-UTRA系統(tǒng)的信道模型在3GPP協(xié)議TR25.814中有較為詳細的說明，其主要思想基于SCM信道模型，并在其中采用相關矩陣模型，具體如下所述。

在表7.4.1中給出四種不同的場景SCM-A～SCM-D。其中SCM-C和SCM-D也可對應具備兩根接收天線的移動端，在這種情景中，需要選擇和兩根雙極化天線相關的信道參數(shù)。7.4SCM-A~SCM-D信道模型

表7.4.1SCM-A~SCM-D場景

E-UTRA系統(tǒng)的信道模型是一個延遲線模型，需要結(jié)合發(fā)射天線和接收天線間快衰落相關和功率分布的協(xié)方差矩陣來描述。其中每條徑的協(xié)方差矩陣Rtap是通過極化協(xié)方差矩陣Γ和NodeB及UE空間相關信道A和B的Kronecker乘積得到，并且根據(jù)NodeB和UE的天線增益進行加權，具體如下式所示:

(7.4.1)

其中，ptap為每徑的相關功率；gNodeB，tap與gUE，tap分別為NodeB和UE的天線增益； 表示Kronecker積。

矩陣Γ具體可以寫成

［NodeB＋45UEvert

NodeB－45UEvert

NodeB＋45UEhor

NodeB－45UEhor］

其中，NodeB＋45UEvert表示從NodeB端＋45°方向到達UE的垂直極化方向信道參數(shù)。7.4.1SCM-A

表7.4.2為協(xié)議中給出的SCM-A場景下子徑的功率和時延以及NodeB和UE的相關天線增益。

表7.4.2SCMA場景下子徑的相關參數(shù)(郊區(qū)宏小區(qū)，3扇區(qū)，0.5倍波長間距，手機，話音)

表7.4.2SCMA場景下子徑的相關參數(shù)(郊區(qū)宏小區(qū)，3扇區(qū)，0.5倍波長間距，手機，話音)表中，每徑的協(xié)方差矩陣計算公式為

(7.4.2)7.4.2SCM-B

表7.4.3為協(xié)議中給出的SCM-B場景下子徑的功率和時延以及NodeB和UE的相關天線增益。

表7.4.3SCM-B場景下子徑的相關參數(shù)(市區(qū)宏小區(qū)(低擴展)，6扇區(qū)，0.5倍波長間距，手機，數(shù)據(jù))表7.4.3SCM-B場景下子徑的相關參數(shù)(市區(qū)宏小區(qū)(低擴展)，6扇區(qū)，0.5倍波長間距，手機，數(shù)據(jù))表中，每徑的協(xié)方差矩陣計算公式同式(7.4.2)。7.4.3SCM-C

表7.4.4為協(xié)議中給出的SCM-C場景下子徑的功率和時延以及NodeB和UE的相關天線增益。

表7.4.4SCM-C場景下子徑的相關參數(shù)(市區(qū)宏小區(qū)(高擴展)，3扇區(qū)，4倍波長間距，筆記本電腦)

表7.4.4SCM-C場景下子徑的相關參數(shù)(市區(qū)宏小區(qū)(高擴展)，3扇區(qū)，4倍波長間距，筆記本電腦)表中，每徑的協(xié)方差矩陣計算公式同式(7.4.2)。7.4.4SCM-D

表7.4.5為協(xié)議中給出的SCM-D場景下子徑的功率和時延以及NodeB和UE的相關天線增益。

表7.4.5SCM-D場景下子徑的相關參數(shù)

(市區(qū)微小區(qū)，6扇區(qū)，4倍波長間距，筆記本電腦)

表7.4.5SCM-D場景下子徑的相關參數(shù)

(市區(qū)微小區(qū)，6扇區(qū)，4倍波長間距，筆記本電腦)表中，每徑的協(xié)方差矩陣計算公式同式(7.4.2)。

7.5.1SCME與SCM信道模型主要差異

擴展空間信道模型(SCME)是基于SCM信道模型演變而來的。

SCM信道模型主要應用于載波頻段2GHz、系統(tǒng)帶寬5MHz的CDMA系統(tǒng)，不適合LTE通信系統(tǒng)，為此提出了SCME信道模型，主要應用于載波頻段2GHz和5GHz、系統(tǒng)帶寬100MHz的通信系統(tǒng)。7.5SCME信道模型對于SCM信道模型，宏小區(qū)缺少支持LOS的萊斯K因子模型，所有路徑的角度擴展、時延擴展分布一致，這無疑限制了其應用的范圍。SCME信道模型中將20條子徑進行分組，引入了“中徑”(Mid-Path)的概念，一條中徑包含多條子徑。7.5.2信道模型參數(shù)

SCME信道模型的中徑功率-時延參數(shù)如表7.5.1所示，中徑的子徑分配和歸一化角度擴展參數(shù)如表7.5.2所示。表7.5.1中徑功率-時延參數(shù)

表7.5.2中徑的子徑分配和歸一化角度擴展參數(shù)表中，為中徑角度擴展(i為中徑序號)， 為路徑角度擴展(n為路徑序號)。7.5.3路損模型

SCME信道模型可應用于載波頻段2GHz和5GHz的情況。與2GHz相比，5GHz頻段存在8dB的路損差異，而且由于5GHz頻段將可能應用于小覆蓋、高吞吐率服務，因此更適于采用0.02～5km覆蓋的COST-WI模型，并區(qū)分LOS和NLOS情況，對應的路損模型如表7.5.3所示。

表7.5.3路損模型7.5.4LOS參數(shù)

郊區(qū)宏小區(qū)和市區(qū)宏小區(qū)的LOS徑概率為

(7.5.1)

式中，hBS是BS側(cè)天線高度；hB為樓頂平均高度；dco是截距。

市區(qū)微小區(qū)直視徑概率計算公式與SCM相同，為

(7.5.2)Ricean分布的K因子為

K＝15.4－5.0lgd (7.5.3)

式中，d是BS到MS的距離，K因子單位為dB。7.5.5抽頭延遲線模型

與SCM模型類似，SCME模型給出了固定各徑功率、時延、角度的抽頭延遲線模型，用于鏈路級仿真。表7.5.4為抽頭延遲線參數(shù)。

表7.5.4抽頭延遲線參數(shù)

IMT-Advanced定位為繼LTE之后的未來通信系統(tǒng)，為了評估IMT-Advanced通信系統(tǒng)性能，國際電信同盟(ITU)在ITURM.2135文稿中給出了相應的評估方法以及信道模型，并被3GPPLTETR36.814所借鑒和采納。7.6ITU信道模型

ITU信道模型包括兩類:

(1)采用數(shù)學統(tǒng)計的通用(Generic)模型，用于評估各種無線接入技術。

(2)采用固定某些參數(shù)的簇延遲線(CDL)模型，CDL模型可認為是抽頭延遲線(TDL)模型的空間擴展。TDL模型通常定義多徑抽頭的功率、時延、多普勒頻譜信息；CDL模型定義了多徑的功率、時延、角度信息，而多普勒頻譜并未明確規(guī)定，CDL模型一般僅用于校準，而不用于鏈路級或系統(tǒng)級的性能評估。

在ITU信道模型中，簇的概念相當于由多條子徑所組成路徑，簇內(nèi)的射線相當于子徑。7.6.1應用場景與配置參數(shù)

7.6.1.1應用場景分類

ITU的基本信道模型共包括五種，應用場景分別為室內(nèi)熱點、市區(qū)微小區(qū)、市區(qū)宏小區(qū)、農(nóng)村宏小區(qū)和郊區(qū)宏小區(qū)。7.6.1.2配置參數(shù)

不同場景的基線配置參數(shù)如表7.6.1所示，峰值頻譜效率分析評估的配置參數(shù)如表7.6.2所示，系統(tǒng)級仿真的額外參數(shù)如表7.6.3所示，小區(qū)頻譜效率和邊緣用戶頻譜效率評估的額外參數(shù)如表7.6.4所示，VoIP容量評估的額外參數(shù)如表7.6.5所示，鏈路級仿真的額外參數(shù)如表7.6.6所示。

表7.6.1不同場景的基線配置參數(shù)

表7.6.2峰值頻譜效率分析評估的配置參數(shù)

表7.6.3系統(tǒng)級仿真的額外參數(shù)

表7.6.4小區(qū)頻譜效率和邊緣用戶頻譜效率評估的額外參數(shù)

表7.6.5VoIP容量評估的額外參數(shù)

表7.6.6鏈路級仿真的額外參數(shù)7.6.2天線特性

7.6.2.1基站天線

如圖7.6.1所示，基站端天線的水平方向圖表示為

(7.6.1)

式中，A(θ)為相對天線增益(dB)，－180°≤θ≤180°；min［·］表示最小運算；θ3dB為3dB波束寬度，通常θ3dB＝70°；Am＝20dB為最大衰減。

圖7.6.1基站天線方向圖基站天線指向定義為天線的主瓣方向(即天線的法線方向)與正東方向的夾角，指向角按順時針方向增加，圖7.6.2所示為六邊形小區(qū)中3扇區(qū)的天線指向示意圖。

對于室內(nèi)場景，基站天線采用全向天線。

圖7.6.2天線指向示意圖7.6.2.2用戶終端天線

用戶終端天線采用全向天線。7.6.3信道建模

圖7.6.3所示為MIMO信道示意圖。圖中，S為發(fā)射天線數(shù)；U為接收天線數(shù)；N為多徑數(shù)；τ為時延。

對于第n條路徑而言，

(7.6.2)

圖7.6.3MIMO信道示意圖式中，F(xiàn)tx和Frx分別為發(fā)射端和接收端的天線陣列響應矩陣；hn為雙極化傳播信道響應矩陣。

對于第s個發(fā)射天線、第u個接收天線、第n條路徑，則

(7.6.3)式中，F(xiàn)rx，u，V和Frx，u，H分別為天線u的垂直場方向圖和水平場方向圖；αn，m，VV和αn，m，VH分別為射線n、m的垂直－垂直、水平－垂直的增益；λ0為載頻波長；fn，m為AoD單位矢量；φn，m為AoA單位矢量；rtx，s和rrx，u分別為天線s和u的位置矢量；νn，m為射線n、m的多普勒頻率分量。

7.6.4路損模型

ITU不同場景對應的路損模型如表7.6.7所示。

表7.6.7路損模型匯總表

表7.6.7路損模型匯總表續(xù)表

注:fc的單位為GHz，距離的單位為m。表中:

①斷點距離d'BP＝4h'BSh'UTfc/c，其中，fc為中心頻率(Hz)，c＝3.0×108m/s為自由空間的傳播速度，h'BS和h'UT分別為基站天線和終端天線的有效高度，有

h'BS＝hBS－1.0m

h'UT＝hUT－1.0m

式中，hBS和hUT分別為基站天線和終端天線的實際高度。

②距離d1和d2的含義如圖7.6.4所示，適用于曼哈頓網(wǎng)格布局中UMi場景的NLOS路損模型。終端運動的街道與基站所在的LOS街道相互垂直，d1表示基站與垂直街道之間的距離，d2表示終端與LOS街道之間的距離。圖7.6.4d1和d2含義示意圖

③PLb為基本路損；PLB1為UMi室外場景的路損；PLtw為穿透墻面的路損；PLin為室內(nèi)路損；dout為基站到終端位置下一墻面的距離；din為墻面與終端的垂直距離(假設為0~25m)；θ為至墻面的LOS徑與單位矢量之間的夾角。

④斷點距離dBP＝2πhBShUTfc/c，其中，fc為中心頻率(Hz)，c＝3.0×108m/s為自由空間的傳播速度，hBS和hUT分別為基站天線高度和終端天線高度。

LOS的概率是距離d(單位m)的函數(shù)，如表7.6.8所示。

表7.6.8LOS概率7.6.5通用(Generic)模型

7.6.5.1信道模型參數(shù)

通用信道模型參數(shù)如表7.6.9所示。

表7.6.9通用信道模型參數(shù)續(xù)表

續(xù)表

7.6.5.2時延參數(shù)

對于指數(shù)時延分布，則

(7.6.4)

式中，rτ為時延分布比例因子；Xn滿足均勻分布；Xn~U(0，1)，簇序號n＝1，2，…，N。

經(jīng)歸一化處理，減去最小時延，按降序排列，則時延為

(7.6.5)

對于LOS情況，需要額外的比例因子D，以補償LOS峰值對時延擴展的影響，表示為

D＝0.7705－0.0433K＋0.0002K2＋0.000017K3

式中，K(dB)為萊斯K因子。

LOS修正后的時延表示為

(7.6.6)7.6.5.3簇功率

對于指數(shù)時延分布，則簇功率表示為

(7.6.7)

式中，每簇的陰影項滿足Zn~N(0，ζ)(dB)。

經(jīng)歸一化處理，則

(7.6.8)

簇內(nèi)每條射線的功率為Pn/M，M為每簇內(nèi)的射線數(shù)。7.6.5.4波達角和發(fā)射角

波達角AoA和發(fā)射角AoD的生成方式相同。

波達角AoA可由逆高斯(Gaussian)函數(shù)或逆拉普拉斯(Laplacian)函數(shù)生成，公式分別如下:

(7.6.9a)

(7.6.9b)

式中， 為波達角標準偏差；C為比例因子，如表7.6.10所示。

表7.6.10比例因子C對于LOS情況，需要根據(jù)萊斯K因子計算額外的比例因子，以補償LOS峰值對角度擴展的影響，表示為

CLOS＝C·(1.1035－0.028K－0.002K2＋0.0001K3)

對于室內(nèi)熱點場景，則

CLOS＝C·(0.9275＋0.0439K－0.0071K2＋0.0002K3)

然后，計算

jn＝Xnj'n＋Yn＋jLOS

式中，Xn隨機取兩個離散值{1，－1}；Yn～N(0，sj/7)；jLOS為LOS方向。

對于NLOS情況，則

jn＝(Xnj'n＋Yn)－(X1j'1＋Y1－jLOS)

最后，考慮偏移角度，則簇內(nèi)射線的波達角計算表示為

jn，m＝jn＋cAoAam

式中，cAoA為簇波達角的角度擴展均方差；am為偏移角度，如表7.6.11所示。

表7.6.11單位角度擴展均方差條件下簇內(nèi)射線的偏移角度7.6.5.5信道系數(shù)

對于均勻線陣(ULA)的n－2個最弱的簇而言，n＝3，4，…，N，信道系數(shù)表示為

(7.6.10)

式中，F(xiàn)rx，u，V和Frx，u，H分別表示天線u的垂直、水平場方向圖；ds和du分別為發(fā)射端和接收端的天線間距；k為交叉極化功率比線性值；l0為載波頻率波長；若不考慮雙極化，則2×2極化矩陣由exp(jΦn，m)代替，且僅應用垂直極化場方向圖。多普勒頻率分量由波達角、終端的移動速度v和移動方向qv計算得到，表示為

(7.6.10)

對于均勻線陣的兩個最強的簇而言，n＝1、2，基于三個固定的時延偏移0ns，5ns，10ns，簇內(nèi)的射線分別構成三個子簇，即

tn，1＝tn＋0ns

tn，2＝tn＋5ns

tn，3＝tn＋10ns

簇內(nèi)的20條射線映射為子簇的方式參見表7.6.12。

表7.6.12子簇信息對于LOS情況，定義H'u，s，n＝Hu，s，n，增加一條LOS射線，信道系數(shù)表示為

(7.6.11)

式中，d(·)為沖激函數(shù)；KR為萊斯K因子線性值。對于非均勻線陣，上述公式需要修正，參見圖7.6.5，天線間距表示為

(7.6.