《高頻電子線路》課件1第8章

8.1鎖相環(huán)路8.2集成鎖相環(huán)和鎖相環(huán)的應(yīng)用

8.3頻率合成原理

8.4實訓(xùn)：鎖相環(huán)路性能測試習(xí)題

8.1.1鎖相環(huán)路的基本工作原理

鎖相環(huán)路基本組成框圖如圖8.1所示。鎖相環(huán)路是由鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)三個基本部件構(gòu)成的閉合環(huán)路。8.1鎖相環(huán)路當VCO的角頻率ωo(或輸入信號角頻率ωi)發(fā)生變化時，輸入到PD的電壓uo(t)和ui(t)之間將產(chǎn)生相應(yīng)的相位變化，鑒相器輸出一個與相位誤差成比例的誤差電壓ud(t)，經(jīng)過LF取出緩慢變化的直流電壓uc(t)，去控制壓控振蕩器輸出信號的頻率和相位，使得uo(t)和ui(t)間的頻率和相位差減小，直到壓控振蕩器輸出信號的頻率等于輸入信號頻率，相位差等于常數(shù)，鎖相環(huán)路進入鎖定狀態(tài)。圖8.1鎖相環(huán)路基本組成框圖圖8.2說明了兩個信號的頻率和相位之間的關(guān)系。當兩個振蕩信號uo(t)和ui(t)頻率相同時，這兩個信號之間的相位差為不變的恒定值，如圖8.2(a)所示(若兩個信號頻率不相同，則它們之間的相位隨時間變化而不斷變化的情況如圖8.2(b)所示)；反之，若兩個信號的相位差為恒定值，則它們的頻率必定相等。因此，當鎖相環(huán)路的uo(t)和ui(t)的相位差等于某一較小的恒定值時，VCO的振蕩頻率ωo就等于輸入信號頻率ωi，即ωo=ωi，我們稱此時環(huán)路處于鎖定狀態(tài)。圖8.2兩個信號的頻率和相位之間的關(guān)系當環(huán)路鎖定后，VCO振蕩信號和輸入信號的頻率相等，但二者存在恒定的相位差，稱為穩(wěn)態(tài)相位差或剩余相位差。這個穩(wěn)態(tài)相位差經(jīng)鑒相器轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷髡`差電壓，通過環(huán)路濾波器去控制VCO，保證ωo與ωi同步。所以鎖相環(huán)路存在剩余相差，但它不存在剩余頻差，即輸出信號頻率等于輸入信號頻率。這表明，鎖相環(huán)路通過相位來控制頻率，可實現(xiàn)無誤差的頻率跟蹤。當鎖相環(huán)路剛工作時，其由起始的失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)的過程稱為捕捉過程。不難理解，當環(huán)路鎖定后，若由于某種原因引起輸入信號頻率ωi

或VCO的振蕩頻率ωo發(fā)生變化，只要變化不很大，可使VCO的振蕩頻率ωo跟蹤ωi而變化，從而維持環(huán)路的鎖定，這個過程稱為跟蹤過程。相應(yīng)地，鎖相環(huán)路的這種狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。可見，捕捉與跟蹤是鎖相環(huán)路兩種不同的自動調(diào)節(jié)過程。鎖相環(huán)路通過環(huán)路濾波器的作用后具有窄帶濾波器特性。它的相對帶寬可做到10-6～10-7，例如幾十兆赫的頻率上，可做到幾赫茲的帶寬，甚至更小。8.1.2鎖相環(huán)路的數(shù)學(xué)模型

為了建立鎖相環(huán)路的數(shù)學(xué)模型，應(yīng)先求出鑒相器、壓控振蕩器和環(huán)路濾波器的數(shù)學(xué)模型。圖8.3常用正弦鑒相器模型

1.鑒相器

在鎖相環(huán)路中，鑒相器是一個相位比較裝置，用來檢測輸入信號電壓ui(t)和輸出信號電壓uo(t)之間的相位差，并產(chǎn)生相應(yīng)的輸出電壓ud(t)。

鑒相特性可以是多種多樣的，有正弦形特性、三角形特性、鋸齒波特性等。常用的正弦鑒相器可用模擬相乘器與低通濾波器(LPF)的串接作為模型，如圖8.3所示。

設(shè)壓控振蕩器的輸出電壓uo(t)為

uo(t)=Uomcos［ωrt+φo(t)］(8-1)

設(shè)環(huán)路輸入電壓ui(t)為

ui(t)=Uimsin［ωit+φi(t)］(8-2)

式(8-1)、(8-2)中，ωr是壓控振蕩器未加控制電壓時的固有振蕩頻率；φo(t)是以ωr為參考的瞬時相位；φi(t)為輸入信號以ωi為參考的瞬時相位。在同頻率上對兩個信號的相位進行比較，可得輸入信號ui(t)的總相位

ωit+φi(t)=ωrt+(ωi-ωr)t+φi(t)

=ωrt+Δωit+φi(t)

=ωrt+φi(t)

(8-3)

式中，φi(t)是以ωrt為參考的輸入信號瞬時相位；Δωi稱為環(huán)路的固有頻差，又稱起始頻差。將式(8-3)代入式(8-2)中，得

ui(t)=Uimsin［ωrt+φi(t)］(8-4)

用模擬乘法器作鑒相器如圖8.3所示。設(shè)乘法器的增益系數(shù)為A，將式(8-1)和式(8-4)所示兩信號同時輸入模擬乘法器，則可得到輸出電壓為

(8-5)式中，第一項為高頻分量，可用環(huán)路濾波器將其濾除；第二項為鑒相器輸出的有效分量；φi(t)-φo(t)為ui(t)與uo(t)之間的瞬時相位差，可表示為φe(t)=φi(t)-φo(t)。

經(jīng)過低通濾波器(LPF)濾除2ωr成分之后，得到鑒相器輸出的有效分量為

ud(t)=

AUimUomsin［φi(t)-φo(t)］=Adsinφe(t)

(8-6)式中，Ad=

AUimUom，為鑒相器最大輸出電壓。滿足式(8-6)的鑒相特性稱為正弦鑒相特性，如圖8.4(a)所示。這種鑒相器稱為正弦鑒相器，它的電路模型如圖8.4(b)所示。圖8.4正弦鑒相器的鑒相特性及其電路模型

2.壓控振蕩器

壓控振蕩器是一個電壓-頻率變換裝置,在環(huán)路中作為被控振蕩器,它的振蕩頻率應(yīng)隨輸入控制電壓uc(t)線性地變化，可用線性方程來表示，即

ωo(t)=ωr(t)+A0uc(t)

(8-7)

式中，ωo是壓控振蕩器的瞬時角頻率；A0為控制靈敏度，也可稱為增益系數(shù)，單位是rad/(s·V)。實際應(yīng)用中的壓控振蕩器的控制特性只有有限的線性控制范圍，超出這個范圍之后控制靈敏度將會下降。圖8.5(a)中的實線為一條實際壓控振蕩器的控制特性，虛線為符合式(8-7)的線性控制特性。由圖可見，在以ωr為中心的一個區(qū)域內(nèi)，兩者是吻合的，故在環(huán)路分析中我們用式(8-7)作為壓控振蕩器的控制特性。壓控振蕩器的輸出反饋到鑒相器上，對鑒相器輸出誤差電壓ud(t)起作用的不是其頻率，而是其相位

即

(8-8)(8-9)改寫為算子形式為

(8-10)由上式可得壓控振蕩器的模型，如圖8.5(b)所示。從模型上看，壓控振蕩器具有一個積分因子1/p，這是由相位與角頻率之間的積分關(guān)系形成的。鎖相環(huán)路要求壓控振蕩器輸出的是相位，因此，這個積分環(huán)節(jié)是壓控振蕩器所固有的。正因為如此，通常稱壓控振蕩器是鎖相環(huán)路中的固有積分環(huán)節(jié)。這個積分環(huán)節(jié)在環(huán)路中起著相當重要的作用。圖8.5壓控振蕩器的控制特性及其電路相位模型如上所述，壓控振蕩器應(yīng)是一個具有線性控制特性的調(diào)頻振蕩器。對它的基本要求是：頻率穩(wěn)定度好(包括長期穩(wěn)定度和短期穩(wěn)定度)，控制靈敏度A0要高，控制特性的線性度要好，線性區(qū)域要寬等。這些要求之間往往是矛盾的，設(shè)計中要折中考慮。壓控振蕩器電路的形式很多，常用的有LC壓控振蕩器、晶振壓控振蕩器、負阻壓控振蕩器和RC壓控振蕩器等幾種(前兩種振蕩器的頻率控制都是用變?nèi)莨軄韺崿F(xiàn)的)。由于變?nèi)荻O管結(jié)電容與控制電壓之間具有非線性的關(guān)系，因而壓控振蕩器的控制特性肯定也是非線性的。為了改變壓控特性的線性性能，在電路上采取一些措施，如與線性電容串接或并接，以背對背或面對面方式連接等。在有的應(yīng)用場合，如頻率合成等，要求壓控振蕩器的開環(huán)噪聲盡可能低，在這種情況下，設(shè)計電路時應(yīng)注意提高有載品質(zhì)因數(shù)和適當增加振蕩器激勵功率，降低激勵級的內(nèi)阻和振蕩管的噪聲系數(shù)。

3.環(huán)路濾波器

環(huán)路濾波器具有低通特性，它的主要作用是濾除鑒相器輸出電壓中的無用組合頻率分量及其它干擾分量，它對環(huán)路參數(shù)調(diào)整起著決定性的作用，并提高環(huán)路的穩(wěn)定性。環(huán)路濾波器是一個線性電路，在時域分析中可用一個傳輸算子AF(p)來表示，其中p(=d/dt)是微分算子；在頻域分析中可用傳遞函數(shù)AF(s)表示，其中s=a+jΩ是復(fù)頻率；若用s=jΩ代入AF(s)就得到它的頻率響應(yīng)AF(jΩ)。環(huán)路濾波器模型如圖8.6所示。圖8.6環(huán)路濾波器模型

1)RC積分濾波器

電路構(gòu)成如圖8.7所示。傳輸算子為

式中，τ=RC是時間常數(shù)，是濾波器唯一可調(diào)的參數(shù)。

令p=jΩ并代入上式即可得濾波器的頻率特性為

(8-11)圖8.7RC積分濾波器圖8.8RC比例積分濾波器

２)RC比例積分濾波器

電路構(gòu)成如圖8.8所示。RC比例積分濾波器與RC積分濾波器相比，附加了一個與電容器串聯(lián)的電阻R2

。傳輸算子為

(8-12)式中，τ1=(R1+R2)C，τ2=R2C，它們是濾波器獨立可調(diào)的參數(shù)。

該電路的頻率特性為

(8-13)圖8.9有源比例積分濾波器

３)有源比例積分濾波器

有源比例積分濾波器由運算放大器組成，如圖8.9所示，其傳輸算子是

式中，τ1=(R1+AR1+R2)C

；τ2=R2C；A是運算放大器無反饋時的電壓增益。(8-14)若運算放大器的增益很高，則

式中，τ1=R1C。傳輸算子的分母中只有一個p

，是一個積分因子，因此，高增益的有源比例積分濾波器又稱為理想積分濾波器。顯然，A越大,就越接近理想積分濾波器。此濾波器的頻率響應(yīng)為

(8-15)4.鎖相環(huán)路的相位模型及鎖相環(huán)路的數(shù)學(xué)模型將環(huán)路的三個基本模型連接起來的鎖相環(huán)路相位模型，如圖8.10所示。通常將這個模型稱為PLL的相位模型。這個模型直接給出了輸入相位φi(t)與輸出相位φo(t)之間的關(guān)系。圖8.10鎖相環(huán)路的相位模型按圖8.10的環(huán)路相位模型，不難導(dǎo)出環(huán)路的數(shù)學(xué)模型:

φe(t)=φi(t)-φo(t)=φi(t)-AdA0AF(p)sinφe(t)

或

pφe(t)=pφi(t)-AdA0AF(p)sinφe(t)

(8-16)式(8-16)是鎖相環(huán)路數(shù)學(xué)模型的一般形式，也稱動態(tài)方程，從物理概念上可以逐項理解它的含義。式中pφe(t)顯然是環(huán)路的瞬時頻差

pφe(t)=

=Δωe=ωi-ωo

(8-17)

其表示壓控振蕩器角頻率ωo偏離輸入信號角頻率的數(shù)值。右邊第一項pφi(t)稱固定角頻率，

pφi(t)=

=Δωi=ωi-ωr

(8-18)

其表示輸入信號角頻率ωi偏離ωr的數(shù)值。式中最后一項AdA0AF(p)sinφe(t)稱控制角頻差，

AdA0AF(p)sinφe(t)=Δωo(t)=ωo-ωr

(8-19)

其表示壓控振蕩器在uc(t)=AdAF(p)sinφe(t)的作用下，產(chǎn)生振蕩角頻率ωo偏離ωr的數(shù)值。于是動態(tài)方程(8-16)構(gòu)成如下關(guān)系：

瞬時頻差=固有頻差-控制頻差

這個關(guān)系式在環(huán)路動作的始終都是成立的。

在環(huán)路開始工作的瞬間，控制作用還未建立起來，控制頻差等于零，因此環(huán)路的瞬時頻差就等于輸入的固有頻差。在捕獲過程中，控制作用逐漸加強，控制頻差逐漸加大。因為固有頻差是不變的(在輸入固定頻率的條件下)，故瞬時頻差逐漸減小。最后環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，環(huán)路的控制作用迫使振蕩頻率ωo等于輸入頻率ωi，控制頻差與輸入的固有頻差相抵消，最終環(huán)路的瞬時頻差等于零，環(huán)路鎖定。環(huán)路對輸入固有頻率的信號鎖定之后，穩(wěn)態(tài)頻差等于零，穩(wěn)態(tài)相差φe(∞)為一固定值。此時誤差電壓即為直流，它經(jīng)過AF(j0)的過濾作用之后所得到的控制電壓也是直流。從方程(8-16)可以解出穩(wěn)態(tài)相差

據(jù)此式可計算鎖相環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相差。8.1.3鎖相環(huán)路的捕捉特性

鎖相環(huán)路由起始的失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)的過程，稱為捕捉過程。相應(yīng)地，能夠由失鎖進入鎖定所允許的輸入信號頻率偏離ωr的最大值|Δωi|(最大起始頻差)稱為捕捉帶，用Δωp表示。捕捉過程所需要的時間，稱為捕捉時間，即環(huán)路由起始的失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)所需要的時間，用τp表示。當環(huán)路未加輸入信號ui(t)時，VCO上沒有控制電壓，它的振蕩頻率為ωr。若將頻率ωi恒定的輸入信號加到環(huán)路上去，固有頻差(起始頻差)Δωi=ωi-ωr

，因而在接入ui(t)的瞬間，加到鑒相器的兩個信號的瞬時相位差

φe(t)=

Δωi(t)dt=Δωit

相應(yīng)地，鑒相器輸出的誤差電壓ud(t)=AdsinΔωit。顯然ud(t)是頻率為Δωi的差拍電壓。下面分三種情況進行討論：

(1)Δωi(t)較小，即VCO的固有振蕩頻率ωr與輸入信號頻率ωi相差較小。這時，由于Δωi在環(huán)路濾波器的通頻帶內(nèi)，因而ud(t)的基波分量能通過環(huán)路濾波器加到VCO上，控制VCO的振蕩頻率ωo(t)，使ωo(t)在ωr基礎(chǔ)上近似按正弦規(guī)律變化，一旦ωo(t)變化到等于ωi(t)時，環(huán)路便趨于鎖定。這時ui(t)與uo(t)的相位差為φe(∞)，鑒相器輸出的誤差電壓ud(t)為與φe(∞)相對應(yīng)的直流電壓，以維持環(huán)路的鎖定狀態(tài)。

(2)Δωi較大，即ωr與ωi相差較大，使Δωi超出環(huán)路濾波器的通頻帶，但仍小于捕捉帶Δωp。

這時，鑒相器輸出的差拍電壓ud(t)通過環(huán)路濾波器時受到較大的衰減，則加到VCO上的控制電壓uc(t)很小，VCO振蕩頻率ωo(t)在ωr基礎(chǔ)上的變化幅度也很小，使得ωo(t)不能立即變化到等于ωi。但是，由于ωo(t)在ωr基礎(chǔ)上變動，而ωi又是恒定的，因而它們之間的差拍頻率(ωi-ωo)就在Δωi

基礎(chǔ)上變動。假設(shè)ωi＞ωr(ωi＜ωr時可作類似的討論)，當ω0＞ωr時，(ωi-ωo)＜Δωi,相應(yīng)地，φe(t)＝(ωi-ωo)t隨時間增長得較慢，即在圖8.11(a)中，0＜φe(t)≤π所需的時間就較長；反之，當ωo＜ωi時，(ωi-ωo)＞Δωi，相應(yīng)地，φe(t)＝(ωi-ωo)t隨時間增長得較快，即在圖8.11(a)中，π≤φe(t)≤2π所需的時間就較短。因此，鑒相器輸出的誤差電壓ud(t)=Adsinφe(t)雖然對φe(t)而言是正弦形狀，但由于φe(t)與t不是線性關(guān)系，因而ud(t)與t的關(guān)系就不再是正弦形狀，而是正半周時間長、負半周時間短的不對稱波形，如圖8.11(b)所示。

ud(t)經(jīng)過環(huán)路濾波器時，其諧波分量被濾除，而直流分量和部分基波分量通過濾波器后成為控制電壓ud(t)加到VCO上。

其中，直流分量的電壓為正值，它使VCO振蕩頻率ωo(t)的平均值由ωr上升到ωr(av)

，如圖8.11(c)所示?？梢?，通過這樣一次反饋和控制的過程，ωo(t)的平均值向ωi靠近，這個新的ωo再與ωi差拍，得到的差拍頻率更低，相應(yīng)地，φe(t)隨時間增長得更慢，則鑒相器輸出的上寬下窄的不對稱誤差電壓波形的頻率更低，且波形的不對稱程度加大，ωo(t)的平均值進一步靠近ωi，并且在平均值基礎(chǔ)上變動的頻率更低。如此循環(huán)下去，直到ωo(t)等于ωi為止，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，鑒相器輸出一個由φe(∞)產(chǎn)生的直流電壓，以維持環(huán)路的鎖定。圖8.12示出了上述捕捉過程中鑒相器輸出的誤差電壓ud(t)的波形。圖8.11捕捉過程示意圖圖8.12捕捉過程中ud(t)的波形通常將ωo(t)的平均值靠近ωi的現(xiàn)象稱為頻率牽引現(xiàn)象，它是使捕捉時間變長的主要原因。因此，當Δωi較大時，鎖相環(huán)路需要經(jīng)過多個差拍周期，才能使VCO振蕩頻率ωo(t)的平均值逐步靠近ωi，直到ωo(t)＝ωi時環(huán)路才會鎖定。顯然，這時捕捉時間較長。(3)Δωi很大，即ωr與ωi相差很大，使Δωi不但遠大于環(huán)路濾波器的通頻帶，而且大于捕捉帶Δωp。

這時，由于鑒相器輸出的差拍電壓ud(t)不能通過環(huán)路濾波器，因而VCO上沒有控制電壓uc(t)，環(huán)路處于失鎖狀態(tài)。應(yīng)該指出，如果Δωi不是特別大，則環(huán)路盡管不能鎖

定，但也存在頻率牽引現(xiàn)象，因此，VCO振蕩頻率的平均值向著輸入信號的標準頻率ωi靠近了。綜上所述，并不是任何情況下環(huán)路都能鎖定。如果VCO固有振蕩頻率與輸入信號頻率ωi相差太大，則環(huán)路失鎖；而只當ωr與ωi相差不太大時，環(huán)路才能鎖定。顯然，環(huán)路的捕捉帶Δωp不但取決于Ad和A0，而且還取決于環(huán)路濾波器的頻率特性。Ad和A0越大，環(huán)路濾波器的通頻帶越寬，即使Δωi

較大，環(huán)路濾波器仍有一定的控制電壓uc(t)輸出，環(huán)路仍能鎖定，故捕捉帶Δωp越大。此外，捕捉帶還與VCO的頻率控制范圍有關(guān)，只有當VCO的頻率控制范圍較大時，它對Δωp的影響才可忽略，否則Δωp將減小。而Ad和A0越大，固有頻差Δωi越小，環(huán)路濾波器的通頻帶越寬，環(huán)路入鎖就越快，捕捉時間τp就越短。8.1.4鎖相環(huán)路的跟蹤特性

當環(huán)路鎖定后，如果輸入信號頻率ωi或VCO振蕩頻率ωo發(fā)生變化，則VCO振蕩頻率ωo跟蹤ωi而變化，維持ωo=ωi的鎖定狀態(tài)，這個過程稱為跟蹤過程或同步過程。相應(yīng)地，能夠維持環(huán)路鎖定所允許的最大固有頻差|Δωi|，稱為鎖相環(huán)路的同步帶或跟蹤帶，用ΔωH表示。

由于環(huán)路鎖定后，ωi或ωo的變化也同樣引起鑒相器的兩個輸入信號相位差的變化，因此，跟蹤的基本原理與捕捉是類似的。但是，在環(huán)路鎖定的情況下，緩慢地增大固有頻差|Δωi|(例如改變ωi)，會使鑒相器輸出的誤差電壓ud(t)產(chǎn)生緩慢變化，這時，環(huán)路濾波器對ud(t)的衰減很小，加到VCO的控制電壓uc(t)幾乎等于ud(t)，從而使跟蹤過程中環(huán)路的控制能力增強。我們知道，在捕捉過程中，固有頻差|Δωi|較大時，鑒相器輸出的誤差電壓ud(t)將受到環(huán)路濾波器的較大衰減，則此時環(huán)路的控制能力較差。因此，由于環(huán)路濾波器的存在，使鎖相環(huán)路的捕捉帶小于同步帶。不難理解，Ad和A0越大，環(huán)路濾波器的直流增益就越大(或通頻帶越寬)，環(huán)路的同步帶ΔωH也就越大。同樣地，同步帶還與VCO的頻率控制范圍有關(guān)，只有當VCO的頻率控制范圍較大時，它對ΔωH的影響才可忽略，否則ΔωH將減小。8.1.5一階鎖相環(huán)路的性能分析

設(shè)有環(huán)路濾波器的鎖相環(huán)路稱為一階鎖相環(huán)路。由于一般鎖相環(huán)路的基本方程式(8-16)是一個非線性微分方程,不容易得出它的精確解，而一階鎖相環(huán)路的基本方程簡單,容易進行分析，其結(jié)論是分析其它復(fù)雜鎖相環(huán)路的基礎(chǔ)，因此,這里具體分析一階鎖相環(huán)路的性能。沒有濾波器時，AF(p)=1。設(shè)輸入信號ui(t)為頻率ωi不變的基準信號，且ωi＞ωr，即固有頻差pφi(t)＝dφi(t)/dt＝Δωi＝ωi-ωr，為大于零的常數(shù)。于是由式(8-16)可得到此時環(huán)路的基本方程

式中(8-20)

1.環(huán)路的鎖定條件和穩(wěn)態(tài)相位差

當環(huán)路鎖定時，ωi=ωo，ui(t)與uo(t)的相位差φe(t)為一恒定值——穩(wěn)態(tài)相位差φe(∞)，故dφe(t)/dt＝0?？梢宰C明，只有當t=∞時，才能滿足環(huán)路的鎖定條件，故鎖定條件可寫成(8-21)

把dφe(t)/dt

＝0代入式(8-20)，可得

Asinφe(t)=Δωi

(8-22)

上式表明，環(huán)路鎖定時控制頻差等于固有頻差。由于鎖定時,φe(t)=φe(∞)，故由上式可得

n=0，±1，…

(8-23)2.相圖法

相圖法是求解微分方程的一種方法。對于式(8-20)所示微分方程式，以其應(yīng)變量φe(t)為橫軸，以該變量對時間的一階導(dǎo)數(shù)dφe(t)/dt為縱軸，這樣構(gòu)成的平面稱為相平面，相平面內(nèi)的一個點稱為相點。根據(jù)式(8-20)所示的描述系統(tǒng)運動狀態(tài)的微分方程，可在相平面上作出相應(yīng)的圖形，如圖8.13所示。這樣的圖形稱為相圖，它是相點在相平面上移動的軌跡。根據(jù)相圖可以清晰地觀察出系統(tǒng)的運動狀態(tài)，這就是用相圖法解微分方程的要點。注意：相圖法的“相”指的是狀態(tài)，而不是相位。圖8.13一階鎖相環(huán)路的相圖相點軌跡是有方向性的曲線。因為在橫軸上方，dφe(t)/dt＞0，即隨著t的增加，φe(t)也增大，因此相點移動的方向是由左至右；在橫軸下方，dφe(t)/dt＜0，即隨著t的增加,φe(t)卻減小，因此相點移動的方向是由右至左。根據(jù)上述兩點，可在圖8.13中用箭頭示出相點移動的方向。在相軌跡與橫軸的交點處(圖中A1、B1等點)，dφe(t)/dt=0環(huán)路鎖定，這些點稱為平衡點。其中A1、A2、A3(均用A表示)是箭頭會聚的點，為穩(wěn)定的平衡點。因為任何微小擾動使環(huán)路中的相位狀態(tài)離開A點時，都會使狀態(tài)沿著箭頭方向移動，最后回到A點。例如，狀態(tài)由圖8.13(a)中A1移向A1′點，此時dφe(t)/dt＜0則隨著t的增加，φe(t)減小，狀態(tài)從A1′點向A1點移動，最后回到A1點。而B1、B2、B3(均用B表示)是箭頭發(fā)散的點，為不穩(wěn)定的平衡點，因為任何微小擾動使環(huán)路中的相位狀態(tài)離開B點時，也使狀態(tài)沿著箭頭方向移動，且離B點越來越遠，再也回不到該點。

例如，狀態(tài)由圖8.13(a)中B1移向B1′點，此時dφe(t)/dt＜0，則隨著t的增加，φe(t)減小，狀態(tài)從B1′點向左移動(離B1點越來越遠)，最后移至A1點才穩(wěn)定下來。由圖8.13可以看出，環(huán)路并不是對任意大小的固有頻差Δωi都能進行捕捉鎖定的。當Δωi＞A=AdA0時，相軌跡與橫軸沒有交點，即沒有平衡點，環(huán)路失鎖，如圖8.13(b)所

示，這時相點總是向右移動(若Δωi＜-A=-AdA0，則相點總是向左移動)。當|Δωi|≤AdA0時，相軌跡與橫軸有交點，環(huán)路可以進入鎖定狀態(tài)。由圖8.13(a)可以看出，當|Δωi|≤AdA0時，相軌跡與橫軸有兩個交點，環(huán)路可以進行捕捉鎖定?？梢韵胂?，當Δωi增大到AdA0時，相軌跡與橫軸相切于一點，還能產(chǎn)生捕捉作用，使環(huán)路鎖定，這時的Δωi是使環(huán)路由失鎖進入鎖定所允許的最大起始頻差，根據(jù)捕捉帶的定義，顯然有

Δωp=A=AdA0

(8-24)若環(huán)路已經(jīng)鎖定，逐漸加大固有頻差Δωi，由圖8.13(a)同樣可以看到，維持環(huán)路鎖定的最大固有頻差Δωi也為AdA0故同步帶

ΔωH=A=AdA0

(8-25)

一階鎖相環(huán)路的捕捉帶等于同步帶，這是因為它設(shè)有環(huán)路濾波器的緣故。8.2.1集成鎖相環(huán)

通用單片集成鎖相環(huán)路將鑒相器、壓控振蕩器以及某些輔助器件集成在同一基片上,使用者可以根據(jù)需要，在電路外部連接各種器件，以實現(xiàn)鎖相環(huán)路的各種功能。因此，這種集成鎖相環(huán)路具有多功能或部分多功能的特性，使產(chǎn)品具有通用性。

通用單片集成鎖相環(huán)路的產(chǎn)品已經(jīng)很多，它們所采用的集成工藝不同，使用的頻率也不同。8.2集成鎖相環(huán)和鎖相環(huán)的應(yīng)用考慮到國內(nèi)外已有產(chǎn)品及使用情況，本節(jié)主要介紹幾種典型的單片集成鎖相環(huán)路的組成與特性。

1.高頻單片集成鎖相環(huán)

(1)NE560集成鎖相環(huán)路。其方框圖如圖8.14所示。它包括鑒相器、壓控振蕩器、環(huán)路濾波器、限幅器和兩個緩沖放大器。鑒相器由雙平衡模擬相乘器組成，輸入信號加在12、13端。壓控振蕩器是一個射極定時多諧振蕩器電路，定時電容CT接在2、3端，振蕩電壓從4、5端輸出。環(huán)路濾波器由14、15端接入，兩個緩沖放大器則用于隔離放大、接去加重電路

和FM解調(diào)輸出，限幅器從7端注入電流，以改變壓控振蕩器的跟蹤范圍。圖8.14NE560方框圖該電路的最高工作頻率為30MHz，最大鎖定范圍達±15％f

，鑒頻失真小于0.3％，輸入電阻為2kΩ，電源電壓為16～26

V，典型工作電流為9mA。該電路可用作FM解調(diào)、數(shù)據(jù)同步、信號恢復(fù)和跟蹤濾波等。

(2)NE561集成鎖相環(huán)路。其方框圖如圖8.15所示。NE561的線路、性能和應(yīng)用基本上與NE560相同，只是在電路中附加了一個由模擬相乘電路構(gòu)成的正交檢波器和緩沖放大器。這樣NE561就可用于AM信號的同步檢波，此時正交檢波器與環(huán)路鑒相器的信號輸入不同，兩者應(yīng)該相差90°。同步檢波信號由１端輸出。NE561的典型工作電流可達10mA。圖8.15NE561方框圖

(3)L562(NE562)集成鎖相環(huán)路。其組成方框如圖8.16所示。L562的線路、性能和應(yīng)用與NE560也基本相同。該電路為了實現(xiàn)更多的功能，環(huán)路反饋不是在內(nèi)部預(yù)先接好的，

而是將VCO輸出端(3，4)和PD輸入端(2，15)之間斷開，以便將分頻或混頻電路插入其間，使環(huán)路不僅與NE560有相同的應(yīng)用，而且還可作倍頻、移頻和頻率合成用。圖8.16L562方框圖考慮到L562鑒相器的非理想與飽和特性，其鑒相靈敏度可近似為

式中，USRMS是輸入電壓的有效值。當USRMS＜40mV時，Sd近似與輸入信號成正比；當USRMS＞40

mV時，Sd≈1.5V／rad。根據(jù)設(shè)計，NE560、NE561、NE562壓控振蕩器頻率可用下式近似計算：

f≈

式中，CT取pF為單位。該電路最高工作頻率為30MHz，最大鎖定范圍為±15％

f

，鑒頻失真小于0.5％，輸入電阻為2kΩ，電源電壓為16～30V，典型工作電流為12mA。(4)XR-215集成鎖相環(huán)路。其方框圖如圖8.17所示。電路由鑒相器、壓控振蕩器和運算比較電路組成。鑒相器為雙平衡模擬相乘器，輸入信號加在4端，壓控振蕩器的反饋信號加在6端，鑒相器的輸出電壓從2、3兩端平衡輸出。環(huán)路濾波器元件從2、3兩端接入。壓控振蕩器是射極定時多諧振蕩電路，2端在電路內(nèi)部直接與壓控振蕩器相連作為控制電壓，定時電容從13、14端接入，11、12端可對壓控振蕩器進行增益控制和掃描輸入，10端可對壓控振蕩器的頻率范圍進行選擇，振蕩信號從15端輸出，它在電路內(nèi)部沒有與鑒相器相連，以便于從中插入各種部件，適應(yīng)多功能的要求。運放比較器的一個輸入端直接與3端相連，另一個輸入端則與1端相連，這樣它不僅可以作為FM解調(diào)輸出的濾波器，還可以與來自1端外接電壓相比較，在8端形成邏輯輸出。7端為運放比較器的補償端。圖8.17XR-215方框圖因此，XR-215在模擬與數(shù)字通信系統(tǒng)中不僅可用作FM或FSK解調(diào)頻率合成和跟蹤濾波等，而且可以很方便地實現(xiàn)與DTL、TTL和ECL邏輯電平的接口。

該電路工作頻率范圍為0.5Hz～35MHz，頻率跟蹤范圍為(±1～±50)％f

，VCO動態(tài)范圍為300μV～3V，鑒頻失真小于0.15％，電源電壓為5～26V。2.超高頻單片集成鎖相環(huán)

(1)L564(NE564)超高頻單片集成鎖相環(huán)。其組成方框如圖8.18所示。電路由輸入限幅器、鑒相器、壓控振蕩器、放大器、直流恢復(fù)電路和施密特觸發(fā)器等六大部分組成。L564是56系列中工作頻率高達50MHz的一塊超高頻通用單片集成鎖相環(huán)路，最大鎖定范圍達±12％f，輸入阻抗大于50kΩ，電源電壓為5～12V，典型工作電流為60

mA。該電路可用于高速調(diào)制解調(diào)、FSK信號的接收與發(fā)射、頻率合成等多種用途。圖8.18L564方框圖限幅器用差動電路，作為鑒相器的輸入信號。在接收FM或FSK信號時，它對抑制寄生調(diào)幅、提高解調(diào)質(zhì)量是很有利的。限幅電平在0.3～0.4V之間。鑒相器用普通的雙平衡模擬相乘器，鑒相靈敏度與2端注入(或吸出)電流IB的關(guān)系如下：Sd≈0.46(V/rad)+7.3×10-4［V/(rad·μA)］IB(μA)在IB＜800mA范圍內(nèi)，上式是有效的。

壓控振蕩器是改進型的射極耦合多諧振蕩器。定時電容CT接在12、13端，電路有TTL和ECL兼容的輸入、輸出電路。根據(jù)L564壓控振蕩器的特定設(shè)計，其固有振蕩頻率為

f≈式中,RC=100Ω，是電路內(nèi)部設(shè)定的；CT為外接定時電容。放大器由差動對組成，它將來自PD的差模信號放大后，單端輸出作為施密特觸發(fā)器和直流恢復(fù)電路的輸入信號。

適當選擇直流恢復(fù)電路14端外接電容的數(shù)值，進行低通濾波，使得在FSK信號時，產(chǎn)生一個穩(wěn)定的直流參考電壓，作為施密特觸發(fā)器的一個輸入。而在FM信號時，14端輸出FM解調(diào)信號。圖8.19FSK檢波后處理電路示意圖施密特觸發(fā)器與直流恢復(fù)電路共同構(gòu)成FSK信號解調(diào)時的檢波后處理電路，如圖8.19所示。

此時，直流恢復(fù)電路的作用是為施密特觸發(fā)器提供一個穩(wěn)定的直流參考電壓，以控制觸發(fā)器的上下翻轉(zhuǎn)電平，這兩個電平之間的距離(即滯后電壓UH)可從15端進行外部調(diào)節(jié)。在數(shù)據(jù)速率比較低的時候，14端外接的電容可以較大,輸出的載波泄漏較小;經(jīng)施密特觸發(fā)器變換之后，得到很理想的FSK解調(diào)輸出，如圖8.20所示。當數(shù)據(jù)率加大時，14端外接的電容不能太大，否則輸出載波泄漏較大。通過15端的調(diào)節(jié)，可避免因載波泄漏而引起的觸發(fā)器錯誤翻轉(zhuǎn)，得到滿意的FSK解調(diào)輸出。圖8.20檢波后處理電路輸出的解調(diào)波形

(2)μPC1477C。這是一塊鎖相解調(diào)器的超高頻單片集成鎖相環(huán)路，該電路供電電壓范圍為10.8～13.2V。在電源電壓典型值12V和環(huán)路輸入功率P=0.1mW，壓控振蕩頻率f=400MHz的條件下，測得環(huán)路總典型工作電流為65mA，捕獲范圍為±20MHz，同步范圍為±25MHz，解調(diào)輸出信噪比為60dB，壓控靈敏度為10MHz／V。其組成方框如圖8.21所示。它由鑒相器、壓控振蕩器、直流放大器、緩沖放大器和若干調(diào)整環(huán)節(jié)組成。鑒相器信號由7、8端輸入，4、5端輸出，環(huán)路濾波器接在1、2端，解調(diào)出的信號或誤差控制電壓由16端輸出，壓控振蕩回路接在12、13端。由于在壓控振蕩器電路中插入了高截止頻率fT的晶體管，所以它的工作頻率可高達600MHz。當選用適當?shù)耐饨幼內(nèi)荻O管時，環(huán)路能獲得寬的捕獲和同步范圍。圖8.21μPC1477C方框圖本電路主要用于衛(wèi)星直播接收機鎖相解調(diào)，由于直流放大器和壓控振蕩器在環(huán)內(nèi)沒有連接，故在外部可插入其它電路，以進一步擴大它的應(yīng)用。3.低頻單片集成鎖相環(huán)(1)SL565(NE565)。這是56系列中一塊工作頻率低于

1MHz的通用單片集成鎖相環(huán)。SL565工作頻率范圍為0.001Hz～500kHz，電源電壓為±6～±12V，鑒頻失真低于0.2％，最大鎖定范圍為±60％f

，輸入電阻為10kΩ，典型工作電流為8mA。該電路主要用于FSK解調(diào)、單音解碼、寬帶FM解調(diào)、數(shù)據(jù)同步、倍頻與分頻等方面。其組成方框圖如圖8.22所示。它包含鑒相器、壓控振蕩器和放大器三部分。鑒相器為雙平衡模擬相乘電路，壓控振蕩器為積分施密特電路。輸入信號加在2、3端;7端外接電容器C,與放大器的集電極電阻R(典型值為3.6kΩ)組成環(huán)路濾波器。由7端輸出的誤差電壓在內(nèi)部直接加到壓控振蕩器控制端。6端提供了一個參考電壓，其標稱值與7端相同。

6、7端可以一起作為后接差動放大器的偏置。壓控振蕩器的定時電阻RT接在8端，定時電容CT接在9端，振蕩信號從4端輸出。壓控振蕩器的輸出端4與鑒相器反饋輸入端5是斷開的，允許插入分頻器來做成頻率合成器。如果需要，也可設(shè)法切斷鑒相器輸出與壓控振蕩器輸入之間的連接，在其中串入放大器或濾波器，以改善環(huán)路的性能。圖8.22SL565方框圖對SL565而言，壓控振蕩器振蕩頻率可近似表示成

f=

壓控靈敏度為

式中，Uc是電源電壓(雙向饋電時則為總電壓)。鑒相靈敏度為

放大器增益為

A=1.4

(2)NE567。其方框圖如圖8.23所示。它由主鑒相器(PDI)直流放大器(A1)、電流控制振蕩器(CCO)和外接環(huán)路濾波器組成。此外，還有一個正交鑒相器(PDⅡ)，正交鑒相器的輸出直接推動一個功率輸出級(A2)。兩個鑒相器都用雙平衡模擬相乘電路。

電流控制振蕩器由恒流源、充放電開關(guān)電路和兩個比較器組成。直流放大器是一個差動電路，輸出放大器則由差動電路和達林頓緩沖級構(gòu)成。圖8.23NE567方框圖輸入信號加在3端，環(huán)路濾波電容接在2端，定時電阻RT與定時電容CT接在5、6端。振蕩頻率可用下式計算：

由于直流放大器的電流增益等于8，只要輸入信號的有效值大于7mV，即使鑒相器輸出很小，也能使電流控制振蕩器控制振蕩范圍達±7％f，得到滿意的控制帶寬。當環(huán)路用作FM解調(diào)時，解調(diào)信號可從2端輸出。而當電路用作單音解碼時，需在1端接上輸出濾波電容。經(jīng)過輸出濾波器過濾得到的平均電壓，加到輸出放大器A2輸入端，并與一參考電壓Ur進行比較。平時輸出級是不導(dǎo)通的，當環(huán)路鎖定時，正交鑒相器輸出的電壓降低到小于Ur時，A2導(dǎo)通，8端就能輸出100～200mA電流與TTL電路相匹配，推動TTL電路工作。

NE567的工作頻率范圍為0.01Hz～500kHz，而且工作頻率十分穩(wěn)定。最大鎖定范圍為±14％f。電源電壓為4.75～9V，輸入電阻為20kΩ，典型工作電流為7mA。該電路主要用于單音解碼，在FM和AM解調(diào)方面也能獲得很好的應(yīng)用。(3)5G4046(CD4046)。它是一塊低頻低功耗通用單片集成鎖相環(huán)電路。環(huán)路采用CMOS電路，最高工作頻率為1

MHz左右，電源電壓為5～15V。當f=10kHz時，功耗為0.15～9mW。與類似的雙極性單片集成鎖相環(huán)相比較，它的功耗降低了很多，這對于要求功耗小的設(shè)備來說，具有十分重要的意義。圖8.245G4046方框圖圖8.24所示為5G4046的方框圖。整個電路由鑒相器PDⅠ、鑒相器PDⅡ、壓控振蕩器、源極跟隨器和一個5V左右的齊納二極管等幾部分組成。PDⅠ為異或門鑒相器，PD

Ⅱ為數(shù)字鑒頻鑒相器，它們有公共的信號輸入端(14端)和反饋輸入端(3端)。環(huán)路濾波器接在2端或13端。9端是VCO的控制端，定時電容CT接在6、7端，接在11、12端的電阻R1、R2同樣可以起到改變振蕩頻率的作用。齊納二極管可提供與TTL兼容的電源。由于PD與VCO在內(nèi)部沒有連接，放在外部可以插入其它電路，使5G4046具有多功能性質(zhì)。5G4046電路在FM調(diào)制解調(diào)、頻率合成、數(shù)據(jù)同步、單音解碼、FSK調(diào)制及電動機速度控制等方面獲得了廣泛的應(yīng)用。隨著集成工藝技術(shù)的發(fā)展，目前國外采用高速CMOS工藝做成的MM54HC4046/MM74HC4046單片集成數(shù)字鎖相環(huán)路，其鑒相器的響應(yīng)時間已高達20ns，壓控振蕩器的

工作頻率高達20MHz。8.2.2鎖相環(huán)的應(yīng)用

通過前面的討論已知，鎖相環(huán)具有以下優(yōu)點:①鎖定時無剩余頻差;②良好的窄帶濾波特性；③良好的跟蹤特性;④易于集成化。因此，鎖相環(huán)廣泛獲得了應(yīng)用。下面舉一些例子簡單說明。

1.鎖相倍頻、分頻和混頻

1)鎖相倍頻

圖8.25所示為鎖相倍頻方框圖，它是在鎖相環(huán)路方框中插入分頻器組成的。環(huán)路鎖定時，鑒相器的兩輸入信號頻率ωR、ωN相等，其中ωN=ωV／N，故有ωV=NωR。VCO信號頻率鎖定在參考頻率的N次倍頻上。圖8.25鎖相倍頻方框圖

2)鎖相分頻

圖8.26所示為鎖相分頻方框圖，它是在鎖相環(huán)路方框中插入倍頻器組成的，相當于將圖8.25中分頻器改成倍頻器。環(huán)路鎖定時，ωR=ωn=nω，即ωV=ωR/n，分頻次數(shù)等于環(huán)路中倍頻器的倍頻次數(shù)。圖8.26鎖相分頻方框圖3)鎖相混頻

鎖相混頻方框圖如圖8.27所示，它在反饋通道中插入混頻器和中頻濾波器。環(huán)路鎖定時，ω1=ωV-ω2或ω1=ω2-ωV即輸出為ωV=ω1＋ω2或ωV=ω2-ω1，這取決于圖中ωV是高于ω2還是低于ω2。當兩個信號角頻率ω2＞ω1時，由于其差頻、和頻同ω2十分靠近，如果用普通混頻器進行混頻，要取出有用分量ω2＋ω1或ω2-ω1，則對LC濾波器要求相當苛刻。而利用鎖相混頻電路進行混頻則十分方便。圖8.27鎖相混頻方框圖

2.鎖相解調(diào)

1)調(diào)頻信號的解調(diào)

采用鎖相鑒頻器，輸入信噪比較低時，仍有較高的輸出信噪比，即引起輸出信噪比惡化的最低輸入信噪比(門限值)比普通鑒頻器低(即產(chǎn)生門限效應(yīng))，如圖8.28所示。

所謂門限效應(yīng)，是指輸入信噪比較高時，鑒頻器輸出信噪比將高于輸入信噪比，且輸出信噪比與輸入信噪比成線性關(guān)系；而當輸入信噪比低到一定數(shù)值時，輸出信噪比將急劇下降，不再遵循線性關(guān)系，如圖8.28所示，這就是調(diào)頻波解調(diào)時的門限效應(yīng)所對應(yīng)的值，稱門限值。鎖相環(huán)作鑒頻器的組成方框圖如圖8.29所示。作為鑒頻器用的鎖相環(huán)，其環(huán)路帶寬應(yīng)設(shè)計得足夠?qū)挘敲碫CO就能跟蹤輸入調(diào)頻信號中的調(diào)制變化，也就是說，VCO輸出信

號是和輸入有相同調(diào)制規(guī)律的調(diào)頻波。通常把這種環(huán)路稱為跟蹤型環(huán)路。VCO頻率變化與控制電壓uc成正比，即uc和輸入調(diào)頻信號中的瞬時頻率變化成正比，uc即為解調(diào)器輸出。圖8.28調(diào)制信號的鎖相解調(diào)器與普通鑒頻器的門限性能比較示意圖圖8.29用鎖相環(huán)解調(diào)調(diào)頻信號方框圖圖8.30表示用集成片L562和外接電路組成調(diào)頻波鎖相解調(diào)電路。輸入調(diào)頻信號電壓ui(t)經(jīng)耦合電容C1、C2加到鑒相器的輸入端11和12(若要單端輸入，將11端通過C1接地即可)。VCO的輸出電壓從3端取出，經(jīng)1kΩ電阻、電容C3以單端

方式加到鑒相器2(PDⅡ)輸入端，而鑒相器另一輸入端15經(jīng)0.1μF電容交流接地。從1端取出的穩(wěn)定基準偏置電壓經(jīng)1kΩ電阻分別加到2端和15端，作為雙差分對管的基極偏置電壓。放大器A3的輸出端4外接12kΩ電阻到地，其上輸出VCO電壓，該電壓是與調(diào)頻波有相同調(diào)制規(guī)律的調(diào)頻波。由于VCO是多諧振蕩器，因而調(diào)頻信號的載波是方波。放大器A2的輸出端9外接15kΩ電阻到地，其上輸出低頻解調(diào)電壓。端點7注入直流，用來調(diào)節(jié)環(huán)路的同步帶。10端外接去加重電容C4，用作提高解調(diào)電路的抗干擾性。圖8.30L562構(gòu)成調(diào)頻波解調(diào)電路圖8.31表示用單片集成電路CD4046構(gòu)成的調(diào)頻波解調(diào)電路實例。圖中，輸入信號是一個載頻為10kHz、調(diào)制頻率為400Hz的調(diào)頻信號。由于輸入調(diào)頻信號是正弦波，因而選用PDⅠ鑒相器。為了使VCO振蕩頻率在載頻10kHz附近，R1取100kΩ，C1取1000pF；環(huán)路濾波器選擇RC積分濾波器。VCO的控制電壓即調(diào)頻波的解調(diào)電壓，經(jīng)跟隨器從10端輸出。圖8.31CD4046構(gòu)成調(diào)頻波解調(diào)電路

2)調(diào)相信號解調(diào)

圖8.32所示為鎖相環(huán)解調(diào)調(diào)相信號的組成框圖。鑒相器輸出電壓ud作為解調(diào)器輸出。這時環(huán)路的帶寬應(yīng)設(shè)計得足夠窄，VCO只能跟蹤輸入信號中的載波頻率，而不能跟蹤輸入信號頻率的調(diào)制變化，我們把這種環(huán)路稱為載波跟蹤型鎖相環(huán)路。VCO的頻率等于輸入信號中的載波頻率，相位差φe等于輸入信號中的相位調(diào)制分量，鑒相器輸出ud正比于相位差φe，即和輸入相位調(diào)制成正比，ud就是所需的調(diào)相解調(diào)信號。圖8.32用鎖相環(huán)解調(diào)相信號方框圖

3)調(diào)幅波的同步檢波

圖8.33為調(diào)幅波的同步檢波電路組成方框圖。采用鎖相環(huán)路可從所接收的信號中提取載波信號，實現(xiàn)調(diào)幅波的同步檢波。圖中，輸入電壓為調(diào)幅信號或帶有導(dǎo)頻的單邊帶信號

。環(huán)路濾波器的通頻帶很窄，使鎖相環(huán)路鎖定在調(diào)幅波的載頻上，這樣壓控振蕩器就可以跟蹤調(diào)幅信號載波頻率變化的同步信號。不過，采用模擬鑒相器時，由于壓控振蕩器輸出電壓

與輸入已調(diào)信號的載波電壓之間有π/2的固定相移，為了使壓控振蕩器輸出電壓與輸入已調(diào)信號的載波電壓同相，應(yīng)將壓控振蕩器輸出電壓經(jīng)π/2的移相器加到同步檢波器。圖8.33采用鎖相環(huán)路的同步檢波電路框圖3.鎖相接收機

當?shù)孛娼邮昭b置接收衛(wèi)星發(fā)來的無線電信號時，由于衛(wèi)星離地面距離遠，衛(wèi)星發(fā)射功率小，因此地面接收機接收到的信號是極其微弱的。又由于衛(wèi)星環(huán)繞地球運行時，存在著多普勒效應(yīng)，頻率漂移嚴重。對于這種強度弱、中心頻率偏離大的信號，若采用普通接收機進行接收，勢必要求接收機有足夠大的帶寬。這樣，接收機的輸出信噪比將嚴重降低，甚至遠小于1。在這種情況下，普通接收機就無法檢出有用信號。采用鎖相接收機，由于環(huán)路具有窄帶跟蹤特性，因此可以十分有效地接收窄帶信號。圖8.34是鎖相接收機的原理方框圖。環(huán)路輸入信號頻率為ωc±ωd，其中ωd是多普勒效應(yīng)引起的角頻移。在鎖定狀態(tài)下，環(huán)路內(nèi)的中頻信號角頻率ωi與參考信號角頻率ωR相等，即ωi=ωR，此時VCO角頻率ωo=ωc±ωd+ωR，它包含有多普勒頻移ωd的信息。因此，不論輸入頻率如何變化，混頻器的輸出中頻總是自動地維持為恒值。這樣，中頻放大器通頻帶可以做得很窄，保證鑒相器輸入端有足夠的信噪比。同時，將VCO頻率中的多普勒頻移信息送到測速系統(tǒng)中去，可用作測量衛(wèi)星運動的數(shù)據(jù)。圖8.34鎖相接收機原理方框圖鎖相接收機的環(huán)路帶寬一般都做得很窄，所以要加擴捕電路，幫助環(huán)路捕捉鎖定。

此外，如果輸入信號是已調(diào)波，只要把混頻后的中頻信號通過解調(diào)器進行解調(diào)，便可提出調(diào)制信息。如果需要載波信號，可以通過窄帶濾波器提取。

隨著現(xiàn)代通信技術(shù)的不斷發(fā)展，對通信設(shè)備的頻率準確度和穩(wěn)定度提出了很高的要求。

我們知道，石英晶體振蕩頻率雖具有很高的頻率穩(wěn)定度和準確度，但它只能產(chǎn)生一個穩(wěn)定頻率。8.3頻率合成原理然而，許多通信設(shè)備則要求在很寬的頻段范圍內(nèi)有足夠數(shù)量的穩(wěn)定工作頻率點。

如短波單邊帶電臺，通常要求在2～30MHz范圍內(nèi)，每間隔1kHz或100Hz、10Hz、1Hz有一個穩(wěn)定頻率點，共有28000個或280000個或更多個工作頻率點。采用一塊晶體穩(wěn)定一個頻率的方法顯然是不可行的，這就需要采用頻率合成技術(shù)。所謂頻率合成技術(shù)，就是將一個高穩(wěn)定度和高精度的標準頻率經(jīng)過加、減、乘、除的四則運算方法，產(chǎn)生同樣穩(wěn)定度和精度的大量離散頻率的技術(shù)。頻率合成器中的標準頻率是由一個高穩(wěn)定晶體振蕩器產(chǎn)生的，這個高穩(wěn)定晶振常稱為頻率標準。由于頻率標準決定了整個合成器的頻率穩(wěn)定度，因此，應(yīng)盡可能地提高頻率標準的穩(wěn)定度和準確度。從頻率合成技術(shù)的發(fā)展過程來看，頻率合成的方法可以分為三種：直接合成法、鎖相環(huán)路法(也稱間接合成法)和直接數(shù)字合成法。相應(yīng)地，頻率合成器可分為三類：直接式

頻率合成器(DS)、鎖相式頻率合成器(PPL)和直接數(shù)字式頻率合成器(DDS)。下面簡單討論直接合成法、鎖相環(huán)路法與直接數(shù)字法。8.3.1頻率合成器的技術(shù)指標頻率合成器應(yīng)用廣泛，但在不同的使用場合，對它的要求則不完全相同。大體來說，有如下幾項主要技術(shù)指標：頻率范圍、頻率間隔、頻率穩(wěn)定度、準確度、頻譜純度、頻率轉(zhuǎn)換時間，等等。為了正確理解、使用與設(shè)計頻率合成器，下面介紹幾個主要技術(shù)指標。

1.頻率范圍

頻率范圍是指頻率合成器輸出最低頻率和輸出最高頻率之間的變化范圍。通常要求在規(guī)定的頻率范圍內(nèi)，在任何指定的頻率點上，頻率合成器都能工作，而且電性能都能滿足

質(zhì)量指標要求。

2.頻率間隔

頻率合成器的輸出頻譜是不連續(xù)的。兩個相鄰頻率之間的間隔稱為頻率間隔，又稱為分辨力，用ΔF表示。對短波單邊帶通信來說，現(xiàn)在多取頻率間隔為100Hz，有的甚至取為10Hz或1Hz。對于超短波通信來說，頻率間隔多取為50kHz或10kHz。

3.頻率轉(zhuǎn)換時間

頻率轉(zhuǎn)換時間是指頻率合成器由一個頻率轉(zhuǎn)換到另一個頻率，并達到穩(wěn)定工作時所需要的時間。它與采用的頻率合成方法有密切關(guān)系。對于直接式頻率合成器，轉(zhuǎn)換時間取決于信號通過窄帶濾波器所需要的建立時間；對于鎖相式頻率合成器，則取決于環(huán)路進入鎖定所需要的暫態(tài)時間，即環(huán)路的捕捉時間。

4.頻率準確度

頻率準確度表示頻率合成器輸出頻率偏離其標稱值的程度。若設(shè)頻率合成器實際輸出頻率為fg，標稱頻率為f，則頻率準確度定義為

式中Δf=fg－

f

應(yīng)該指出，晶體振蕩器在長期工作時，振蕩頻率會發(fā)生漂移，不同時刻的準確度不同。因此，在描述頻率準確度時，除應(yīng)指出其大小和正負外，還需給出時間，說明是何時的準確度。

5.頻率穩(wěn)定度

頻率穩(wěn)定度是指在一定的時間間隔內(nèi)頻率準確度的變化。對頻率穩(wěn)定度的描述應(yīng)該引入時間概念，有長期、短期和瞬間穩(wěn)定度之分。長期穩(wěn)定度是指年或月范圍內(nèi)頻率準確度的變化。短期穩(wěn)定度是指日或小時內(nèi)的頻率準確度的變化。瞬時穩(wěn)定度是指秒或毫秒內(nèi)的隨機頻率準確度的變化，即頻率的瞬間無規(guī)則變化。

事實上，穩(wěn)定度與準確度有著密切關(guān)系，因為只有頻率穩(wěn)定，才談得上頻率的準確，通常認為頻率誤差已包括在頻率不穩(wěn)定的偏差之內(nèi)，因此，一般只提頻率穩(wěn)定度。6.頻譜純度頻譜純度是衡量頻率合成器輸出信號質(zhì)量的一個重要指標。若用頻譜分析儀觀察頻率合成器的輸出頻譜，就會發(fā)現(xiàn)在主信號兩邊出現(xiàn)了一些附加成分，見圖8.35。由圖可見，除了有用頻率外，其附近尚存在各種周期性干擾與隨機干擾，以及有用信號的各次諧波成分。這里，周期性干擾多數(shù)來源于混頻器的高次組合頻率,它們以某種頻差的形式，成對地分布在有用信號的兩邊。而隨機干擾則是由設(shè)備內(nèi)部各種不規(guī)則的電擾動所產(chǎn)生的,并以相位噪聲的形式分布于有用頻譜的兩側(cè)。理想的頻率合成器輸出頻譜應(yīng)該是純凈的，即只有f0處的一條譜線。圖8.35輸出信號頻率周圍疊加有不需要的頻率成分8.3.2直接頻率合成法(直接式頻率合成器)圖8.36為直接式頻率合成器的原理方框圖。若要從高穩(wěn)定晶體振蕩器輸出的5MHz信號中獲得頻率為21.6MHz的信號，可以先將5MHz信號經(jīng)5分頻后，得到參考頻率為fR=1MHz的信號。然后將1MHz信號輸入到諧波發(fā)生器中產(chǎn)生各次諧波。再從諧波發(fā)生器中選出6MHz信號，經(jīng)分頻器除10變成0.6MHz信號。從諧波發(fā)生器中再選出1MHz信號，使它與0.6MHz信號同時進入混頻器進行混頻，得到1.6MHz、0.4MHz信號。經(jīng)濾波器選出1.6MHz信號并除以10后，得到0.16MHz信號。再將它與諧波發(fā)生器選出的2MHz信號進行混頻，得到2.16MHz、1.84MHz信號。經(jīng)濾波器選出2.16MHz信號再經(jīng)過10次倍頻后，得到所需的21.6MHz的信號。圖8.36直接式頻率合成器的原理方框圖從圖8.36可看出，為了得到21.6MHz的信號，只需把頻率合成器的開關(guān)放在2MHz、1MHz、6MHz的位置上即可。如需要得到31.5MHz的頻率信號，只需把開關(guān)放在3MHz、1MHz、5MHz的位置上即可。直接式頻率合成器的優(yōu)點是頻率轉(zhuǎn)換時間短。它的缺點是頻率范圍受到限制(指上限)，因為分頻器的輸入頻率不能很高。這種合成器由于采用了大量的倍頻、混頻、分頻、濾波等部件，不僅成本高、體積大，而且輸出諧波、噪聲及寄生調(diào)制都難以抑制，從而影響了頻率穩(wěn)定度。為了減少濾波器與混頻器的級數(shù)，從而減小組合頻率干擾，可采用頻率漂移補償法，也稱為有源選頻系統(tǒng)，如圖8.37所示。它借助于一個可變頻率振蕩器(VFO)，通過第一次混頻，把所需諧波頻率通過搬移使之成為某一固定頻率。設(shè)窄帶濾波器的中心頻率為fe，所需輸出頻率為m1fR，則諧波發(fā)生器輸出中m1fR信號和VFO信號(頻率為fV)混頻后得到的差頻可以通過窄帶濾波器輸出，其它諧波頻率和fV混頻后的輸出被窄帶濾波器濾除。由于是固定通帶的窄帶濾波器，因此濾波特性可以做得很好，足以保證對鄰近諧波的抑制。窄帶濾波器輸出信號的頻率是不高的。

但通過第二次混頻可以輸出穩(wěn)定度高的m1fR信號。設(shè)兩個混頻器均取差頻，VFO為高調(diào)諧情況，則有

fi=fV-m1fR

fo=fV-fi=fV-(fV-m1fR)=m1fR

即輸出頻率為諧波發(fā)生器輸出諧波頻率中的一個。由改變fV的數(shù)值可以得到不同m值的m1fR信號輸出。當VFO存在頻率漂移時，只要漂移量不超過窄帶濾波器通頻帶的一半，在輸出頻率fo中就不會反映出來，這是因為頻率漂移在兩次混頻過程中被抵消，故稱為頻率漂移補償法。實際上用這種方法做成的頻率合成器還是相當復(fù)雜的，往往需要若干個環(huán)路才能組成，其與下面討論的間接合成法相比，仍存在著體積大、成本高、調(diào)試較麻煩等缺點。圖8.37有源選頻系統(tǒng)8.3.3間接頻率合成法(鎖相頻率合成器)

鎖相頻率合成器的基本構(gòu)成方法主要有：脈沖控制鎖相法、模擬鎖相合成法、數(shù)字鎖相合成法。

圖8.38為脈沖控制鎖相頻率合成器原理方框圖。圖中壓控振蕩器的輸出信號與參考信號的諧波在鑒相器中進行相位比較。當振蕩頻率調(diào)整到接近于參考信號的某次諧波頻率時，環(huán)路就可能自動地把振蕩頻率鎖定到這個諧波頻率上。例如，5MHz晶振產(chǎn)生的振蕩信號，經(jīng)參考分頻器降低到

fR=100kHz。當振蕩頻率調(diào)整到接近于fR的216次諧波時，VCO輸出信號就能自動地鎖定到21.6MHz的頻率上。這種頻率合成器的最大優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單，指標也可以做得較高。但是VCO的頻偏必須限制在±0.5％fR以內(nèi)。超過這個范圍就可能出現(xiàn)錯鎖現(xiàn)象，也就是可能鎖定到鄰近的諧波上，因而造成選擇頻道困難。諧波次數(shù)越高，對VCO的頻率穩(wěn)定度要求就越高，因此這種方法提供的頻道數(shù)(也稱波道數(shù))是有限的。圖8.38脈沖控制鎖相頻率合成器原理方框圖圖8.39為模擬鎖相頻率合成法的基本合成單元。由圖可見，鎖相環(huán)路中接入了一個由混頻器和帶通濾波器組成的頻率減法器。當環(huán)路鎖定，可使VCO振蕩頻率fo與外加控制頻率fL之差(fo-fL)等于參考頻率fr，所以，VCO的振蕩頻率fo=fL+fr。改變外加控制頻率fL的值，就可以獲得不同頻率信號輸出。圖8.39所示為模擬鎖相頻率合成器的一個基本單元，該單元所能提供的信道數(shù)不可能很多,而且頻率間隔比較大。為了增加模擬鎖相頻率合成器的輸出頻率數(shù)和減小信道間的頻率間隔，可采用由多個基本單元組成的多環(huán)路級聯(lián)工作方式；也可以在基本單元環(huán)路中，串接多個由混頻器和帶通濾波器組成的頻率減法器，把VCO的頻率連續(xù)與特定的等差數(shù)列頻率進行多次混頻，逐步降低到鑒相器的工作頻率上，通過單一的鎖相環(huán)路，獲得所需的輸出頻率，這稱為單環(huán)工作方式。圖8.39模擬鎖相頻率合成法的基本合成單元圖8.40為數(shù)字鎖相頻率合成器的原理方框圖。圖中，輸入?yún)⒖夹盘栍筛叻€(wěn)定晶振輸出，經(jīng)分頻器分頻后獲得。VCO輸出信號在與參考信號進行相位比較之前先進行N次分頻，VCO輸出頻率由程序分頻器(可變分頻器)的分頻比N來決定。當環(huán)路鎖定時，程序分頻器的輸出頻率fN等于參考頻率fR，而fR＝fo/N，所以VCO輸出頻率fo與參考頻率fR的關(guān)系是fo＝NfR。從這個關(guān)系式可以看出，數(shù)字式頻率合成器是一個數(shù)字控制的鎖相壓控振蕩器，其輸出頻率是參考頻率的整數(shù)倍。通過程序分頻器改變分頻比，VCO輸出頻率將被控制在不同的頻道上。例如，設(shè)fR=100kHz，如果控制可變分頻比N=31～316，則VCO輸出頻率fo=3.1～31.6MHz(頻率間隔為100kHz)。另外，數(shù)字式頻率合成器可以通過程序分頻器的分頻比N的設(shè)計，提供間隔小的大量離散頻率。圖8.40數(shù)字鎖相頻率合成器原理方框圖圖8.40所示數(shù)字鎖相頻率合成器電路比較簡單，構(gòu)成比較方便。因它只含有一個鎖相環(huán)路，故稱為單環(huán)式電路，它是數(shù)字頻率合成器的基本單元。

數(shù)字頻率合成器的主要優(yōu)點是環(huán)路相當于一個窄帶跟蹤濾波器，具有良好的窄帶跟蹤濾波特性和抑制寄生干擾的能力，節(jié)省了大量的濾波器，而且參考分頻器和程序分頻器可采用數(shù)字集成電路。設(shè)計良好的壓控振蕩器具有較高的短期頻率穩(wěn)定度，而一個高精度標準晶體振蕩器具有很高的長期頻率穩(wěn)定度，從而使數(shù)字式頻率合成器能得到高質(zhì)量的輸出信號。由于這些優(yōu)點，數(shù)字式頻率合成器獲得了越來越廣泛的應(yīng)用。8.3.4直接數(shù)字式合成法(直接數(shù)字式頻率合成器)

直接數(shù)字式頻率合成法(DDS)是一種新型的頻率合成方法，與直接頻率合成法(DS)和鎖相式頻率合成法(PLL)在原理上完全不同。DDS的基本原理是建立在不同的相位會給出不同的電壓幅度的基礎(chǔ)上的，DDS給出按一定電壓幅度變化規(guī)律組成的輸出波形。由于它不但給出了不同頻率和不同相位，而且還可以給出不同的波形，因此這種方法又稱波形合成法。從DDS、PLL和DS三種頻率合成器(法)的比較來看：在頻率轉(zhuǎn)換速度方面，DDS和DS比PLL快得多；在頻率分辨率方面，DDS遠高于PLL和DS；在輸出頻帶方面，DDS遠小于PLL和DS；在集成度方面，DDS和PLL遠高于DS。DDS作為一種新型的頻[JP2]率合成方法已成為頻率合成技術(shù)的第三代方案。頻率合成器的發(fā)展趨勢是數(shù)字化和集成化。1.直接數(shù)字式頻率合成器的基本原理直接數(shù)字式頻率合成器的基本原理也就是波形合成原理。最基本的波形合成是一個斜升波的合成，其方案如圖8.41所示。圖8.41斜升波合成的方框圖波形合成的過程如下：由一個標準頻率的時鐘產(chǎn)生器產(chǎn)生時鐘脈沖，送到計數(shù)器進行計數(shù)。計數(shù)器根據(jù)計數(shù)脈沖的多少給出不同的數(shù)碼，數(shù)模轉(zhuǎn)換器根據(jù)計數(shù)器輸出的數(shù)碼轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電壓幅度。當計數(shù)器連續(xù)計數(shù)時，數(shù)模轉(zhuǎn)換器就產(chǎn)生一個上升的階梯波，階梯波的上升包絡(luò)即為一斜升波。