電力電子技術——第七章.ppt

1、電力電子技術,1,2020/10/10,第七章 PWM控制技術,7.1 PWM控制的基本原理 7.2 PWM逆變電路及其控制方法 7.3 PWM跟蹤控制技術 7.4 PWM整流電路及其控制方法,電力電子技術,2,2020/10/10,引 言,PWM（Pulse Width Modulation）控制 脈沖寬度調(diào)制技術，通 過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和 幅值） 第5章：直流斬波電路采用 本章主要內(nèi)容 PWM控制技術在逆變電路中應用最廣，應用的逆變電路絕大部分是 PWM型，PWM控制技術正是有賴于在逆變電路中的應用，才確定 了它在電力電子技術中的重要地位； 本章主

2、要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術。,電力電子技術,3,2020/10/10,7.1 PWM控制的基本原理,采樣控制理論基礎 沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同； 沖量指窄脈沖的面積； 效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同； 將輸出波形進行付氏分解，低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。 典型慣性環(huán)節(jié)就是電感負載。,圖7-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖,電力電子技術,4,2020/10/10,一個實例 圖7-2a的電路 電路輸入：u(t)，窄脈沖，如圖7-1a、b、c、d所示 電路輸出：i(t)，圖7-2b 面積等效原理,圖7-2 沖量相同的各種

3、窄脈沖的響應波形,電力電子技術,5,2020/10/10,用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波 正弦半波N等分，可看成N個彼此相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等； 用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點重合，面積（沖量）相等； 寬度按正弦規(guī)律變化。 SPWM波形脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形； 要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。,圖7-3 用PWM波代替正弦半波,電力電子技術,6,2020/10/10,PWM電流波： 電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波形。 PWM波形可等效成各種波形： 直流斬波電路：等效直流波形； SPWM波：等效

4、正弦波形； 還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其 基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面積原理。 目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術； 逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合； PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的PWM逆變 電路幾乎都是電壓型電路。,電力電子技術,7,2020/10/10,7.2 PWM逆變電路及其控制方法,7.2.1 計算法和調(diào)制法得到PWM波,計算法 根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形； 缺點是計算繁瑣，工作量大，當輸出正弦波的頻率、

5、幅值或相位變化時，結果都要變化。 調(diào)制法 輸出波形作調(diào)制信號，進行調(diào)制得到期望的PWM波； 通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波； 等腰三角波應用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱。 與任一平緩變化的調(diào)制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求； 調(diào)制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波； 調(diào)制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。,電力電子技術,8,2020/10/10,結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調(diào)制法進行說明 工作時V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補。 控制規(guī)律 uo正半周，V1通，V2斷，V3和V

6、4交替通斷； 負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負； 負載電流為正的區(qū)間，V1和V4導通時，uo等于Ud； V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo= 0； 負載電流為負的區(qū)間， V1和V4仍導通，io為負，實際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud； V4關斷V3開通后， io從V3和VD1續(xù)流，uo= 0； uo總可得到Ud和零兩種電平； uo負半周，讓V2保持通，V1保持斷，V3和V4交替通斷，uo可得 Ud和零兩種電平。,電力電子技術,9,2020/10/10,圖7-4 單相橋式PWM逆變電路,V1和V2通斷互補，V3和V4通斷互補。 uo正半周

7、，對應于V1一直通，V2 一直斷，V3和V4交替通斷； 當V4導通時，R,L兩端電壓為 Ud，即uo等于Ud。當V3導通時，實際上此時電流從VD3進行續(xù)流，注意V3中并沒有流過電流，R，L兩端電壓uo= 0； uo負半周，讓V2一直通，V1一直斷，V3和V4交替通斷。導通規(guī)律和上面類似，注意續(xù)流的通道是V2和VD4。 同學們還需要注意一點，就是當uo剛剛由正半周進入負半周時，電流方向和電壓方向相反，此時有一段向電源反向充電的續(xù)流過程。通過VD2和VD3進行續(xù)流。,電力電子技術,10,2020/10/10,調(diào)制法得到PWM波有兩種方法：單極性和雙極性。兩者區(qū)別在于三角載波的不同。 單極性PWM控

8、制方式： 在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷 ur正半周，V1保持通，V2保持斷： 當ur uc 時使V4通，V3斷，uo= Ud； 當ur uc時使V3斷，V4通，uo= 0； 虛線uof表示uo的基波分量。,圖7-5 單極性PWM控制方式波形,電力電子技術,11,2020/10/10,雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 在ur的半個周期內(nèi)，三角 波載波有正有負，所得 PWM波也有正有負； 在ur一周期內(nèi)，輸出PWM 波只有Ud兩種電平； 仍在調(diào)制信號ur和載波信號 uc的交點控制器件的通斷； ur正負半周，對各開關器件 的控制規(guī)律相同； 當ur uc時，給V1和V4導通 信號，給V2

9、和V3關斷信號； 如io0，V1和V4通，如io0， VD2和VD3通，uo=Ud； 單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制。,圖7-6 雙極性PWM控制方式波形,電力電子技術,12,2020/10/10,三相橋式PWM型逆變電路： 采用雙極性控制方法； 三相的PWM控制通常公用一個三角波載波uc； 三相的調(diào)制信號urU、urV和urW依次相差120。,圖7-7 三相橋式PWM型逆變電路,電力電子技術,13,2020/10/10,U相的控制規(guī)律 當urU uc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，uUN= Ud/2； 當urU uc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，uUN= Ud/

10、2； 當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是VD1(VD4) 導通； uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2兩種電平； uUV波形可由uUNuVN得出，當1和6通時，uUV= Ud，當3和4通 時，uUV= Ud，當1和3或4和6通時，uUV= 0； 輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構成； 負載相電壓PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成。,電力電子技術,14,2020/10/10,防直通死區(qū)時間 同一相上下兩臂的驅(qū) 動信號互補，為防止 上下臂直通而造成短 路，留一小段上下臂 都施加關斷信號的死 區(qū)時間； 死區(qū)時間的長短主要 由開關器件的

11、關斷時 間決定； 死區(qū)時間會給輸出的 PWM波帶來影響，使 其稍稍偏離正弦波。,圖7-8 三相橋式PWM逆變電路波形,電力電子技術,15,2020/10/10,特定諧波消去法 (Selected Harmo-nic Elimination PWMSHEPWM) 這是計算法中一種較有代 表性的方法，如圖7-9； 輸出電壓半周期內(nèi)，器件 通、斷各3次（不包括0和 ），共6個開關時刻可 控； 為減少諧波并簡化控制， 要盡量使波形對稱； 首先，為消除偶次諧波， 使波形正負兩半周期鏡對 稱，即：,圖7-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形,（6-1）,電力電子技術,16,2020/10/10,其次，為消除

12、諧波中余弦項，應使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以 /2為軸線對稱： 同時滿足式（7-1）、（7-2）的波形稱為四分之一周期對稱波形， 用傅里葉級數(shù)表示為： 式中，an為：,（7-2）,（7-3）,電力電子技術,17,2020/10/10,圖7-9，能獨立控制1、2和3共3個時刻。該波形的an為： 式中n=1,3,5, 確定a1的值，再令兩個不同的an= 0，就可建三個方程，求得1、 2和3。,（7-4）,電力電子技術,18,2020/10/10,消去兩種特定頻率的諧波 在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消， 可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程： 給定a1，解方程可得1

13、、2和3。a1變，1、2和3也相應改變。,（7-5）,一般，在輸出電壓半周期內(nèi)器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周 期對稱，k個開關時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去k1個頻率的特定諧波； k越大，開關時刻的計算越復雜； 除計算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在7.3節(jié)介紹。,電力電子技術,19,2020/10/10,7.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制,載波比載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比，N= fc / fr 根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式 分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。 1、異步調(diào)制 異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式； 通常保持fc固定不變，當fr變

14、化時，載波比N是變化的； 在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固 定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也 不對稱； 當fr較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的 不利影響都較??； 當fr增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱 的影響就變大。,電力電子技術,20,2020/10/10,2、同步調(diào)制 同步調(diào)制N等于常數(shù)，并在 變頻時使載波和信號波保持同 步 基本同步調(diào)制方式，fr變化 時N不變，信號波一周期內(nèi) 輸出脈沖數(shù)固定； 三相電路中公用一個三角波 載波，且取N為3的整數(shù)倍， 使三相輸出對稱； 為使一相的PWM波正負半周 鏡對

15、稱，N應取奇數(shù)； fr很低時，fc也很低，由調(diào)制 帶來的諧波不易濾除； fr很高時，fc會過高，使開關 器件難以承受。,圖7-10 同步調(diào)制三相PWM波形,電力電子技術,21,2020/10/10,分段同步調(diào)制 (圖7-11） 把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定， 不同頻段N不同； 在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高； 在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低； 為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法； 同步調(diào)制比異步調(diào)制復雜，但用微機控制時容易實現(xiàn)； 可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到 同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同

16、 步方式效果接近。,電力電子技術,22,2020/10/10,7.2.3 規(guī)則采樣法,按SPWM基本原理，自然采樣法； 要求解復雜的超越方程，難以在實時控制中在線計算，工程應用不多。 規(guī)則采樣法特點 工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多。 規(guī)則采樣法原理 圖7-12，三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc； 自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即負峰點）重合； 規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化； 在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過D作水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制開關器件的通斷；

17、 脈沖寬度 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近 。,電力電子技術,23,2020/10/10,圖7-12 規(guī)則采樣法,電力電子技術,24,2020/10/10,規(guī)則采樣法計算公式推導 正弦調(diào)制信號波 ： 式中，a稱為調(diào)制度，0a1；r為信號波角頻率。從圖7-12得： 因此可得： 三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度：,（7-6）,（7-7）,電力電子技術,25,2020/10/10,三相橋逆變電路的情況 三角波載波公用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120； 同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為U、V和W，脈沖兩邊的 間隙寬度分別為U、V 和W ，同一時刻三相調(diào)制波電壓之和 為零，由式(6-6)得： 由式

18、(6-7)得： 利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算。,電力電子技術,26,2020/10/10,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,使用載波對正弦信號波調(diào)制，產(chǎn)生了和載波有關的諧波分量； 諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一； 分析雙極性SPWM波形； 同步調(diào)制可看成異步調(diào)制的特殊情況，只分析異步調(diào)制方式； 分析方法 不同信號波周期的PWM波不同，無法直接以信號波周期為基準分析； 以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數(shù)推導出PWM波的傅里葉級數(shù)表達式； 分析過程相當復雜，結論卻簡單而直觀。,電力電子技術,27,2020/10/10,單相的分析結果 圖7-13，不同a時單相橋式

19、 PWM逆變電路輸出電壓頻譜 圖； 諧波角頻率為 ： 式中，n=1,3,5,時，k=0,2,4, ； n=2,4,6,時，k=1,3,5, 。 PWM波中不含低次諧波，只含c及其附近的諧波以及2c、3c等及其附近的諧波。,圖7-13 單相PWM橋式逆變電路輸出電壓 頻譜圖,（7-10）,電力電子技術,28,2020/10/10,三相的分析結果 公用載波信號時的情況 輸出線電壓中的諧波角頻 率為： 式中，n=1,3,5,時， k=3(2m1)1，m=1,2,； n=2,4,6,時， 圖7-14，輸出線電壓頻譜圖,圖7-14 三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖,電力電子技術,29,2020/1

20、0/10,和單相比較(圖7-13)，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區(qū)別是載波角頻率c整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是c2r和2cr； SPWM波中諧波主要是角頻率為c、2c及其附近的諧波，很容易濾除； 當調(diào)制信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成：一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果，另一部分是由于信號波對載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。,電力電子技術,30,2020/10/10,7.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù),直流電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比； 提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力；

21、 減少器件的開關次數(shù)可以降低開關損耗； 正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時，輸出線電壓 的基波幅值為 ，直流電壓利用率為0.866，實際還更 低； 梯形波調(diào)制方法的思路 采用梯形波作為調(diào)制信號，可有效提高直流電壓利用率； 當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。,電力電子技術,31,2020/10/10,梯形波調(diào)制方法的原理及波形 梯形波的形狀用三角化率 = Ut / Uto 描述，Ut為以橫軸為底時梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高； = 0時梯形波變?yōu)榫匦尾ǎ?= 1時梯形波變?yōu)槿遣ǎ?梯形波含低次諧波，PWM波含同樣

22、的低次諧波； 低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為 。,圖7-15 梯形波為調(diào)制信號的PWM控制,電力電子技術,32,2020/10/10,圖7-16， 和U1m /Ud隨 變化的情況； 圖7-17， 變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比； = 0.4時，諧波含量也較少， 約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好； 梯形波調(diào)制的缺點：輸出波形中含5次、7次等低次諧波。,圖7-16 變化時的 和直流電壓利用率,圖7-17 變化時的各次諧波含量,電力電子技術,33,2020/10/10,線電壓控制方式（疊加3次諧波） 對兩個線電壓進行控制，適當?shù)乩枚嘤嗟囊?/p>

23、個自由度來改善控制性能； 目標使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關次數(shù)。,圖7-18 疊加3次諧波的調(diào)制信號,電力電子技術,34,2020/10/10,直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓； 相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式； 在相電壓調(diào)制信號中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波； 鞍形波的基波分量幅值大； 除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓。,電力電子技術,35,2020/10

24、/10,線電壓控制方式（疊加3倍次諧波和直流分量）（圖7-19） 疊加up，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，up大小隨正弦信號的大 小而變化 設三角波載波幅值為1，三相調(diào)制信號的正弦分別為urU1、urV1和urW1， 并令： 則三相的調(diào)制信號分別為：,（7-12）,（7-13）,電力電子技術,36,2020/10/10,不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW總有1/3周期的值和三角波負峰值相等。在這1/3周期中，不對調(diào)制信號值為1的相進行控制，只對其他兩相進行控制，這種控制方式稱為兩相控制方式； 優(yōu)點： （1）在1/3周期內(nèi)器件不動作，開關損耗減少1/3； （2

25、）最大輸出線電壓基波幅值為Ud，直流電壓利用 率提高； （3）輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調(diào)制方 式。,電力電子技術,37,2020/10/10,7.2.6 PWM逆變電路的多重化,PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開關頻率、減少開關損耗、減少和載波有關的諧波分量； PWM逆變電路多重化聯(lián)結方式有變壓器方式和電抗器方式； 利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路(圖7-20，圖 7-21) 兩個單元的載波信號錯開180； 輸出端相對于直流電源中點N的電壓： uUN= (uU1N+uU2N) / 2 已變?yōu)閱螛O性PWM波。,圖7-20 二重PWM型逆變電路,電力電子技術,38,2020/1

26、0/10,輸出線電壓共有0、(1/2)Ud、Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少; 電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了; 輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nc+kr，但其中n為奇數(shù)時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2c附近，相當于電路的等效載波頻率提高一倍。,圖7-21 二重PWM型逆變電路輸出波形,電力電子技術,39,2020/10/10,7.3 PWM跟蹤控制技術,PWM波形生成的第三種方法跟蹤控制方法； 把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各開關器件的通斷，使實際的 輸出跟蹤指令信號變化； 常用

27、的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。,電力電子技術,40,2020/10/10,7.3.1 滯環(huán)比較方式,電流跟蹤控制應用最多 基本原理 把指令電流 i* 和實際輸出電流i的偏差 i* i作為滯環(huán)比較器的輸入； 通過比較器的輸出控制器件V1和V2的通斷； V1（或VD1）通時，i增大; V2（或VD2）通時，i減小; 通過環(huán)寬為2I的滯環(huán)比較器的控制，i就在 i* + I 和 i* I的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流 i*。,圖7-22 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例,圖7-23 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,電力電子技術,41,2020/10/10,參數(shù)的影響 滯環(huán)環(huán)寬對跟蹤性能的影響：環(huán)寬

28、過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大； 電抗器L的作用：L大時，i的變化率小，跟蹤慢； L小時，i的變化率大，開關頻率過高。 三相的情況,圖7-25 三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形,圖7-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路,電力電子技術,42,2020/10/10,采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點： （1）硬件電路簡單； （2）實時控制，電流響應快； （3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波； （4）和計算法及調(diào)制法相比，相同開關頻率時輸出電 流中高次諧波含量多（致命缺點）； （5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變

29、流電路的共同特 點。,電力電子技術,43,2020/10/10,采用滯環(huán)比較方式實現(xiàn)電壓跟蹤控制 把指令電壓u*和輸出電壓u進行 比較，濾除偏差信號中的諧波， 濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器， 由比較器輸出控制開關器件的 通斷，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制； 和電流跟蹤控制電路相比，只 是把指令和反饋信號從電流變 為電壓； 輸出電壓PWM波形中含大量高 次諧波，必須用適當?shù)臑V波器濾 除； u* =0時，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當于一個自勵振蕩電路； u*為直流信號時，u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正寬負窄或 正窄負寬的矩形波； u*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從u中濾除

30、由器 件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u*相同，從而實現(xiàn)電壓跟 蹤控制。,圖7-26 電壓跟蹤控制電路舉例,電力電子技術,44,2020/10/10,7.3.2 三角波比較方式,基本原理 不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是通過閉環(huán)來進行控制； 把指令電流i*U、i*V和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差，通過放大器A放大后，再去和三角波進行比較，產(chǎn)生PWM波形； 放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。 特點 開關頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設計方便； 為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波； 和滯環(huán)比較控制方式相

31、比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。,電力電子技術,45,2020/10/10,圖7-27 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路,電力電子技術,46,2020/10/10,定時比較方式 不用滯環(huán)比較器，而是設置一個固定的時鐘； 以固定采樣周期對指令信號和被控制變量進行采樣，根據(jù)偏差的極性來控制開關器件通斷； 在時鐘信號到來的時刻： 如i i*，V1斷，V2通，使i減小。 每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減??； 采用定時比較方式時，器件的最高開關頻率為時鐘頻率的1/2； 和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。,電力電子技術,47,2020/10/10,

32、7.4 PWM整流電路及其控制方法,實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流； 晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數(shù)很低； 二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低； 把逆變電路中的SPWM控制技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路； 控制PWM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1，也稱單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。,電力電子技術,48,2020/10/10,7.4.1 PWM整流電路的工作原理,PWM整流電路也可分為電 壓型和電流型兩大類，目前電 壓型的較多。 1、單

33、相PWM整流電路 圖7-28a和b分別為單相半橋和全橋PWM整流電路； 半橋電路直流側電容必須由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接； 全橋電路直流側電容只要一個就可以； 交流側電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的。,圖7-28 單相PWM整流電路 a) 單相半橋電路 b) 單相全橋電路,電力電子技術,49,2020/10/10,單相全橋PWM整流電路的工作原理 正弦信號波和三角波相比較的方法對圖6-28b中的V1V4進行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產(chǎn)生一個SPWM波uAB； uAB中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關

34、的頻率很高的諧波，不含有低次諧波； 由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動； 當正弦信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波； us一定時，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定； 改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90，或使is與us相位差為所需角度。,電力電子技術,50,2020/10/10,相量圖（圖7-29） a： 滯后 相角 ， 和 同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)； b： 超前 相角 ， 和 反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實現(xiàn)能量正反兩個方向的流動，這一特點對

35、于需再生制動的交流電動機調(diào)速系統(tǒng)很重要； c： 滯后 相角 ， 超前 90，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發(fā)生器（Static Var GeneratorSVG）。 d：通過對 幅值和相位的控制，可以使 比 超前或滯后任一角度。,電力電子技術,51,2020/10/10,對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明整流狀態(tài)下： us 0時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例； V2通時，us通過V2、VD4向Ls儲能； V2關斷時，Ls中的儲能通過VD1、VD4向C充電； us 0時，（

36、V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路； 由于是按升壓斬波電路工作，如控制不當，直流側電容電壓可能比交流電壓峰值高出許多倍，對器件形成威脅； 另一方面，如直流側電壓過低，例如低于us的峰值，則uAB中就得不到圖7-29a中所需的足夠高的基波電壓幅值，或uAB中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制is，is波形會畸變； 可見，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調(diào)節(jié)，如要向低調(diào)節(jié)就會使性能惡化，以至不能工作。,電力電子技術,52,2020/10/10,2、三相PWM整流電路 圖7-30，三相橋式PWM整

37、流電路，最基本的PWM整流電路之一，應用最廣； 工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相； 進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖7-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1； 和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài)。,圖7-30 三相橋式PWM整流電路,電力電子技術,53,2020/10/10,7.4.2 PWM整流電路的控制方法,有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋可分為兩種： 沒有引入交流電流反饋的間接電流控制 引入交流電流反饋的直接電流控制 1、間接電流控制 間接電流控制也稱為相位和幅值控制

38、； 按圖7-29a（逆變時為圖7-29b）的相量關系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果； 圖7-31，間接電流控制的系統(tǒng)結構圖； 圖中的PWM整流電路為圖7-30的三相橋式電路； 控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側電壓控制環(huán)。,電力電子技術,54,2020/10/10,控制原理 和實際直流電壓ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比； 穩(wěn)態(tài)時，ud = ，PI調(diào)節(jié)器輸入為零，PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值相對應； 負載電流增大時，C放電而使ud下降，PI的輸

39、入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸入電流增大，也使ud回升。達到新的穩(wěn)態(tài)時，ud和 相等，PI調(diào)節(jié)器輸入仍恢復到零，而id則穩(wěn)定為為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應； 負載電流減小時，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反。,電力電子技術,55,2020/10/10,從整流運行向逆變運行轉(zhuǎn)換 首先負載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調(diào)節(jié)器出現(xiàn)負偏差，id減小后變?yōu)樨撝?，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現(xiàn)逆變運行； 穩(wěn)態(tài)時，ud和 仍然相等，PI調(diào)節(jié)器輸入恢復到零，id為負值，并與逆變電流的大小對應。,圖7-31 間接電流控制系統(tǒng)結構,電力電子技術,56,2020/10/

40、10,控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理 圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc； 圖中下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前/2的余弦信號，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc； 各相電源相電壓ua、ub、uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻R和電感L上的壓降，就可得到所需要的交流輸入端各相的相電壓uA、uB和uC的信號，用該信號對三角波載波進行調(diào)制，得到PWM開關信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。 存在的問題 在信號運算過程中用到電路參數(shù)L

41、s和Rs，當Ls和Rs的運算值和實際值有誤差時，會影響到控制效果； 是基于系統(tǒng)的靜態(tài)模型設計的，其動態(tài)特性較差； 間接電流控制的系統(tǒng)應用較少。,電力電子技術,57,2020/10/10,2、直接電流控制 通過運算求出交流輸入電流指令值，再引入交流電流反饋，通過對交流電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值，因此稱為直接電流控制； 有不同的電流跟蹤控制方法，圖7-32給出一種最常用的采用電流滯環(huán)比較方式的控制系統(tǒng)結構圖。 控制系統(tǒng)組成 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)是直流電壓控制環(huán)，內(nèi)環(huán)是交流電流控制環(huán)； 外環(huán)的結構、工作原理和圖7-31間接電流控制系統(tǒng)相同； 外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出為id，id分別乘以和a、b、

42、c三相相電壓同相位的正弦信號，得到三相交流電流的正弦指令信號 ， 和 ； ， 和 分別和各自的電源電壓同相位，其幅值和反映負載電流大小的直流信號id成正比，這是整流器運行時所需的交流電流指令信號； 指令信號和實際交流電流信號比較后，通過滯環(huán)對器件進行控制，便可使實際交流輸入電流跟蹤指令值。,電力電子技術,58,2020/10/10,優(yōu)點 控制系統(tǒng)結構簡單，電流響應速度快，系統(tǒng)魯棒性好； 獲得了較多的應用。,圖7-32 直接電流控制系統(tǒng)結構圖,電力電子技術,59,2020/10/10,本 章 小 結,PWM控制技術的地位 PWM控制技術是在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術產(chǎn)生了十分深

43、遠影響的一項技術。 器件與PWM技術的關系 IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完善給PWM控制技術提供了強大的物質(zhì)基礎。 PWM控制技術用于直流斬波電路 直流斬波電路實際上就是直流PWM電路，是PWM控制技術應用較早也成熟較早的一類電路，應用于直流電動機調(diào)速系統(tǒng)就構成廣泛應用的直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)。 PWM控制技術用于交流交流變流電路 斬控式交流調(diào)壓電路和矩陣式變頻電路是PWM控制技術在這類電路中應用的代表； 目前其應用都還不多； 但矩陣式變頻電路因其容易實現(xiàn)集成化，可望有良好的發(fā)展前景。,電力電子技術,60,2020/10/10,PWM控制技術用于逆變電路 PWM控制技術在逆變

44、電路中的應用最具代表性； 正是由于在逆變電路中廣泛而成功的應用，才奠定了PWM控制技術在電力電子技術中的突出地位； 除功率很大的逆變裝置外，不用PWM控制的逆變電路已十分少見； 第4章因尚未涉及到PWM控制技術，因此對逆變電路的介紹是不完整的。學完本章才能對逆變電路有較完整的認識。 PWM控制技術用于整流電路 PWM控制技術用于整流電路即構成PWM整流電路； 可看成逆變電路中的PWM技術向整流電路的延伸； PWM整流電路已獲得了一些應用，并有良好的應用前景； PWM整流電路作為對第2章的補充，可使我們對整流電路有更全面的認識。 PWM控制技術與相位控制技術 以第3章相控整流電路和第4章交流調(diào)壓電路為代表的