數(shù)字電視技術(shù)第5章.ppt

第5章 調(diào) 制 技 術(shù),5.1 QAM 5.2 QPSK 5.3 TCM 5.4 COFDM 5.5 VSB,5.1 QAM,1. 正交幅度調(diào)制QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 正交幅度調(diào)制也稱為正交幅移鍵控。這種鍵控由兩路數(shù)字基帶信號對正交的兩個載波調(diào)制合成而得到。為了避免符號上的混淆，一般用m-QAM代表m電平正交調(diào)幅，用MQAM代表M狀態(tài)正交調(diào)幅。通常有2電平正交幅移鍵控(2-QAM或4QAM)、 4電平正交幅移鍵控(4-QAM或16QAM)、8電平正交幅移鍵控(8-QAM或64QAM)等。電平數(shù)m和信號狀態(tài)M之間的關(guān)系是Mm2。,圖5-1是MQAM正交振幅調(diào)制方框圖。調(diào)制信號S由分裂器(串并變換)分成I、Q兩路信號， 再經(jīng)2-m電平變換器從2電平信號變成m電平信號X(t)、Y(t), 用X(t)、Y(t)對正交的兩個載波cosct和sinct進(jìn)行調(diào)幅，再相加得到已調(diào)信號MQAM。,圖5- 1 MQAM正交振幅調(diào)制方框圖,表5-1 2- 4電平變換的關(guān)系,2. QAM解調(diào) 正交幅移鍵控信號的解調(diào)采用正交相干解調(diào)器，如圖5-2所示。MQAM信號經(jīng)相干解調(diào)后，在輸出端分別得到兩個m電平信號X(t)和Y(t)，再對m電平信號進(jìn)行判決，恢復(fù)二進(jìn)制信號I、 Q，最后將I、Q信號合成為S(t)。 在DVB- C中采用QAM調(diào)制方式。,圖5- 2 MQAM正交振幅解調(diào)方框圖,3. MQAM信號的帶寬效率 理想的低通濾波情況下，MQAM信號的已調(diào)波帶寬效率都是lbM(bit(sHz)。例如，16QAM的高頻調(diào)制效率4bit(sHz)。實際基帶低通濾波器的截止邊沿是按照升余弦滾降特性下降的，滾降系數(shù)為01(0為銳截止的理想低通特性)， 此時的高頻調(diào)制效率應(yīng)修正為= lbM（1+）(bit(sHz)。,5.2 QPSK,1. 四相相移鍵控QPSK(Quaternary Phase Shift Keying) 在QPSK中，數(shù)字序列相繼兩個碼元的4種組合對應(yīng)4個不同相位的正弦載波，即00、 0l、10、11分別對應(yīng) , 其中0t2T，T為比特周期。 圖5- 3（a）是QPSK相位矢量圖， 圖中I表示同相信號，Q表示正交信號。圖5-3（b）是QPSK星座圖，星座圖中不畫矢量箭頭只畫出矢量的端點。 星座圖中星座間的距離越大，信號的抗干擾能力就越強，接收端判決再生時就越不容易出現(xiàn)誤碼。星座間的最小距離表示調(diào)制方式的歐幾里德距離。歐幾里德距離d可表示為信號平均功率S的函數(shù)。QPSK信號的歐幾里德距離與平均功率的關(guān)系為 。,圖5- 3 QPSK的矢量圖和星座圖 (a) 矢量圖； (b) 星座圖,圖5-4是QPSK調(diào)制器的原理框圖，碼率為R的數(shù)字序列S(t)經(jīng)分裂器分裂為碼率為R2的I、Q信號，再由I、Q信號生成幅度為-AA的雙極性不歸零序列Re(t)、Im(t)，Re(t)和Im(t)分別對相互正交的兩個載波cosct和 進(jìn)行ASK(幅度鍵控)調(diào)制，然后相加得到已調(diào)信號SQPSK(t)，即,SQPSK(t)Re(t) cosct-Im(t) sinct,(5- 1),圖5- 4 QPSK調(diào)制器的原理框圖,圖5- 5 QPSK調(diào)制器波形圖,2. 兩個QPSK信號組成16QAM信號 16QAM信號可以由兩個幅度相差一倍的QPSK信號組合而成， 如圖5- 6所示。從圖5-7可見，由于兩個QPSK信號的幅度不同， 因此對于每一個QPSK信號來講，4種不同的相位可以傳輸四個雙比特碼元。當(dāng)它們組合以后， 就得到了16個或相位或幅度不同的信號狀態(tài)，每個信號狀態(tài)可以傳輸4個二進(jìn)制信息，這就組成了16QAM。按照矢量疊加還可以推導(dǎo)出64QAM、128QAM、 256QAM的合成方式。 MPSK信號與MQAM信號的已調(diào)波帶寬效率相同。,圖5- 6 兩個幅度相差一倍的QPSK信號組合成16QAM信號,圖5- 7 兩個QPSK組合成16QAM信號的矢量圖,5.3 TCM,1. 網(wǎng)格編碼調(diào)制TCM(Trellis Code Modulation) 在傳統(tǒng)的數(shù)字傳輸系統(tǒng)中， 糾錯編碼與調(diào)制是分別設(shè)計并實現(xiàn)的。昂格爾博克(Ungerboeck)提出的網(wǎng)格編碼調(diào)制(TCM)將兩者作為一個整體來考慮，編碼器和調(diào)制器綜合后產(chǎn)生的編碼信號序列具有最大的歐氏自由距離。在不增加系統(tǒng)帶寬的前提下，這種方案可獲得36 dB的性能增益。 網(wǎng)格編碼調(diào)制的基本原理是通過一種“集合劃分映射”的方法，將編碼器對信息比特的編碼轉(zhuǎn)化為對信號點的編碼，在信道中傳輸?shù)男盘桙c序列遵從網(wǎng)格圖中某一條特定的路徑。這類信號有兩個基本特征： ,(1) 星座圖中所用的信號點數(shù)大于未編碼時同種調(diào)制所需的點數(shù)(通常擴大1倍)，這些附加的信號點為糾錯編碼提供冗余度。 (2) 采用卷積碼在時間上相鄰的信號點之間引入某種相關(guān)性，因而只有某些特定的信號點序列可能出現(xiàn)，這些序列可以模型化為網(wǎng)格結(jié)構(gòu)，因而稱為網(wǎng)格編碼調(diào)制。 ,圖5- 8是通用TCM編碼調(diào)制器結(jié)構(gòu)示意圖。TCM編碼調(diào)制器由卷積編碼器、信號子集選擇器和信號點選擇器組成。在每個調(diào)制信號周期中，有b比特信息輸入，其中: k比特送到卷積編碼器，卷積編碼器輸出的k+r比特中的r比特是由編碼器引入的冗余度，通常r=1，這k+r比特用于選擇2b+r點星座的2k+r個子集之一；剩余b-k比特直接送到信號選擇器，在指定的子集中惟一確定一個星座點。,圖5- 8 通用TCM編碼調(diào)制器結(jié)構(gòu)示意圖,TCM碼形成信號星座到2k+r個子集的一種分割，分割采用最小距離最大化的原則，即分割后子集內(nèi)信號點之間的最小歐氏距離最大。每經(jīng)過一次分割，子集數(shù)加倍，每個子集內(nèi)的信號點數(shù)減半，最小歐氏距離隨之增大。設(shè)經(jīng)過i級分割之后子集內(nèi)的最小歐氏距離為di，則有d0d1d2。可以用二叉樹來表示集分割，定義最后一次分割得到的子集數(shù)為分割的級數(shù)， 顯然，圖5- 8的TCM編碼調(diào)制器使用的分割級數(shù)應(yīng)該是2k+r。,2. 信號星座的集分割 圖5- 9是8PSK信號星座的集分割示意圖， 分割級數(shù)為8， 假設(shè)分割前最小歐氏距離 ，第一次分割后子集內(nèi)的最小歐氏距離增大為 ，第二次分割后子集內(nèi)的最小歐氏距離增大為d2=2。在集分割樹中，令第i級分割生的兩個子集所對應(yīng)的編碼比特分別為Zi-1n=0或1。當(dāng)分割級數(shù)為2k+1時，2k+1個子集分別對應(yīng)于碼組Zkn，, Z1n，Z0n的不同組合。,圖5- 10是16QAM信號星座的集分割示意圖，分割級數(shù)為8， 假設(shè)分割前最小歐氏距離d0=1，1、2、3次分割后子集內(nèi)的最小歐氏距離分別為d1= ，d2=2，d3= 。 卷積編碼器的作用是限制可用的信號點序列集合，使發(fā)送信號序列之間的最小歐氏距離高于未編碼系統(tǒng)相鄰信號點的距離。編碼器引入的是信號冗余而不是比特冗余，信號星座的點數(shù)增加為原來的2r，符號速率沒有變，不會導(dǎo)致傳輸帶寬增加。 基本編碼增益是衡量TCM碼性能的重要參數(shù)，它定義為,(5- 2),圖5- 9 8PSK信號星座的集分割示意圖,圖5- 10 16QAM信號星座的集分割示意圖,5.4 COFDM,5.4.1 OFDM基本原理 在傳統(tǒng)的串行數(shù)據(jù)系統(tǒng)中，符號是串行傳輸?shù)模⑶颐總€數(shù)據(jù)符號的頻譜允許占用整個有效帶寬。 在并行傳輸系統(tǒng)中， 任何瞬間都傳送多個數(shù)據(jù)，單個數(shù)據(jù)只占用可用頻帶的一小部分。并行傳輸將頻率選擇性衰減擴展到多個符號上，可以有效地將由于衰減和脈沖干擾引起的突發(fā)錯誤隨機化，用許多符號受到的較小干擾代替少數(shù)相鄰符號受到的嚴(yán)重干擾。這樣，即使不進(jìn)行前向糾錯，也能將絕大部分接收信號準(zhǔn)確恢復(fù)。并行傳輸將整個信道分成了許多個較窄的子信道，每個子信道的頻率響應(yīng)比較平坦， 系統(tǒng)的均衡比較簡單。,1. 2k模式和8k模式 對于8 MHz帶寬的電視頻道，均勻安排以N2r個子載波， r值可取11或13，即N為2048或8192，可簡稱為2k(載波)模式和8k(載波)模式。理論上，相鄰載波間隔f分別為3906 Hz或976.5 Hz。 按照一般的表示法，各個載波頻率可表示為f0，f1，f2， , fj， , fN-1，其中，fjf0+jf，f為相鄰載波的載頻間隔值。 用角頻率表示時則為0，1，j，N-1，其中, j0+j。,2. OFDM調(diào)制和解調(diào) 當(dāng)對各個載波采用PSK或QAM調(diào)制方式時，每個j給出的sinjt和cosjt兩個正交載波可供一對Ij和Qj信號進(jìn)行調(diào)制， 而Ij和Qj基帶信號可以分別由1、2或3 b(對應(yīng)于4PSK、16QAM和64QAM)組成。圖5- 11是OFDM調(diào)制器的原理方框圖。 圖中輸入數(shù)據(jù)流經(jīng)串并和DA變換后，Ij和Qj數(shù)值為1、 3或5，調(diào)制正交載波并經(jīng)相加后復(fù)用成最終的OFDM信號輸出。,圖5- 11 OFDM調(diào)制器的原理方框圖,OFDM解調(diào)是調(diào)制的逆過程，圖5- 12是OFDM解調(diào)器的原理方框圖。圖中，由接收端產(chǎn)生出的各個sinjt和cosjt與接收到的OFDM信號相乘，只有相同頻率和相同相位的OFDM信號分量才會給出其相應(yīng)的Ij和Qj信號(即同步檢波)，再經(jīng)閾值判決、AD變換和并串變換后，便可恢復(fù)得到原來的基帶信號數(shù)據(jù)流。,圖5- 12 OFDM解調(diào)器的原理方框圖,由于載波之間的間隔為或j，因此只當(dāng)兩個同頻率、 同相位的正弦或余弦信號相乘并在的一個周期T內(nèi)積分時， 積分值才不等于0，其它各路信號相乘后的積分值均等于0。這就是正弦和余弦信號的正交性。因此，圖5- 11中所示的N路調(diào)制波信號之間是互相正交的，即任兩路信號相乘并在時間長度T內(nèi)的積分值都為0。據(jù)此特性，圖5- 12 中就可以通過同步檢波分別地解調(diào)出各路基帶信號Ij和Qj。所以，將這種調(diào)制稱為正交頻分復(fù)用。,3. 移動接收采用2k模式 在高速運動汽車內(nèi)進(jìn)行移動接收時，OFDM調(diào)制對于由多普勒效應(yīng)引起的載波頻移問題也能適應(yīng)。當(dāng)汽車運動方向與電波到來方向相同或相反時，形成的最大多普勒頻移fDM為,式中，VMAX為最大車速，fC為射頻載波頻率，C為光速。例如， 若VMAX240 kmh，fC500 MHz，則fDM110 Hz。,如果在8 MHz射頻信號帶寬內(nèi)安置2k個載波，則相應(yīng)的載頻間隔f約為4 kHz。這時，最大多普勒頻移fDM與f之比約為2.75。理論和實驗證明，這樣的相對頻移不會破壞多載波系統(tǒng)載波間的正交性，接收機能正確解調(diào)高速移動中接收到的信號。 已經(jīng)證明，移動接收時要確保載波的正交性，fDM與f的比值不能超出6.25。 如果采用8k模式而f約為1 kHz時，fDM必須小于62.5Hz， 這時車速VMAX限制為135 kmh。若容許車速為240 kmh時， 電視頻道應(yīng)為VHF波段的第12頻道。 由此可見，從適應(yīng)于高速移動接收看，OFDM應(yīng)采用2k模式。,4. 單頻網(wǎng)采用8k模式 單頻網(wǎng)SFN(Single Frequency Network)是指若干個發(fā)射臺同時在同一個頻段上發(fā)射同樣的無線信號，以實現(xiàn)對一定服務(wù)區(qū)域的可靠覆蓋。 模擬電視廣播中采用多頻網(wǎng)(MFN)方式，相鄰發(fā)射臺需要使用不同的頻率播放節(jié)目以避免相互干擾， 在一定距離以外才能進(jìn)行頻率重用，一路信號需要占用幾倍的帶寬， 消耗了大量的頻譜資源。電視信號數(shù)字化、多載波數(shù)字調(diào)制和數(shù)字信號處理技術(shù)，使單頻網(wǎng)的應(yīng)用成為可能。,圖5- 13 COFDM組成單頻網(wǎng)示意圖,構(gòu)成SFN時，常規(guī)地進(jìn)行接力傳輸?shù)陌l(fā)射機間的距離小于75 km。 電波傳輸75 km延時250 s，保護(hù)間隔Tg至少應(yīng)為250 s。如果Tg與有用信號時間Ts之比TgTs14，則Ts應(yīng)為1 ms， 相應(yīng)的f應(yīng)為1 kHz。8 MHz帶寬內(nèi)應(yīng)有8k個載波，應(yīng)為8k模式。 若采用2k模式，f4 kHz，Ts250 s，也采用TgTs14， 則Tg62.5 s，SFN內(nèi)發(fā)射臺間的距離只能是19 km。可見， 8k模式比2k模式更適合于單頻網(wǎng)。,5. 用FFT實現(xiàn)OFDM調(diào)制 OFDM系統(tǒng)中的載波數(shù)量是幾千，在實際應(yīng)用中不可能像傳統(tǒng)的FDM系統(tǒng)那樣使用N個振蕩器和鎖相環(huán)PLL(Phase Lock Loop）陣列進(jìn)行相干解調(diào)。SBWeinstein提出了一種用DFT實現(xiàn)OFDM的方法。其核心思想是將在通頻帶內(nèi)實現(xiàn)的頻分復(fù)用信號x(t)轉(zhuǎn)化為在基帶實現(xiàn)，先得到x(t)的等效基帶信號s(t)，再乘以一個載波fc將s(t)搬移到所需的頻帶上。在基帶實現(xiàn)的優(yōu)點是可以借助集成電路工藝直接對數(shù)字信號進(jìn)行處理，實現(xiàn)OFDM的同時避免了生成N個載波由于頻率偏移而產(chǎn)生的載波間干擾。,如果采用快速傅立葉變換FFT(Fast Fourier Transformation)實現(xiàn)離散傅立葉變換(DFT)和離散傅立葉反變換(IDFT)，OFDM系統(tǒng)的實現(xiàn)就變得簡單和經(jīng)濟(jì)了。圖5- 14示出了用IFFT實現(xiàn)的OFDM系統(tǒng)發(fā)送端方框圖。圖中輸入數(shù)據(jù)首先進(jìn)行1路至N路的串并變換，然后將N路、每路x比特（x2、4、6）低數(shù)碼率的并行數(shù)據(jù)流通過數(shù)據(jù)映射使x比特組織成數(shù)值為1(x2時)， 1和3 (x4時)或是1，3和5(x6時)的I， Q信號。每組映射為星座圖中的一個復(fù)數(shù)，N路復(fù)數(shù)在IFFT處理單元進(jìn)行快速傅立葉反變換，取實部后由并行數(shù)據(jù)再變換回串行數(shù)據(jù)， 并插入保護(hù)間隙Tg。然后信號經(jīng)DA變換、低通濾波后形成OFDM調(diào)制信號。頻率變換器的作用是將信號頻譜搬移到規(guī)定的電視頻道上。,圖5- 14 用IFFT實現(xiàn)的OFDM發(fā)送端方框圖,6. OFDM頻譜 圖5-15為單個OFDM子信道的頻譜，圖5-16顯示了OFDM的整個頻譜。通過采用適當(dāng)?shù)念l率間隔，可以得到平坦的信號頻譜， 從而能夠保證各載波間的正交性。,圖5- 15 單個OFDM子信道的頻譜,圖5- 16 OFDM的整個頻譜,由于OFDM信號的頻譜不是嚴(yán)格限帶的(sinc(f)函數(shù))，因此多徑傳輸引起的線性失真使得每個子信道的能量擴散到相鄰信道，從而產(chǎn)生符號間干擾。解決的方法是延長符號的持續(xù)時間或增加載波數(shù)量，使失真變得不是那么明顯。然而由于載波容量、多普勒效應(yīng)以及DFT大小的限制，這種方法中只能在一定程度上解決符號間干擾問題。另一種防止符號間干擾的方法是周期性地加入保護(hù)間隔，在每個OFDM符號前面加入信號本身周期性的擴展。符號總的持續(xù)時間T=ts+tg, tg是保護(hù)間隔，ts是有用信號的持續(xù)時間。當(dāng)保護(hù)間隔大于信道脈沖響應(yīng)或多徑延遲時， 就可以消除符號間干擾。由于加入保護(hù)間隔會導(dǎo)致數(shù)據(jù)流量增加，因此通常tg小于ts4。圖5- 17給出了帶有保護(hù)間隔的OFDM的時頻表示，信號在頻域重疊，在時域通過保護(hù)間隔分開，這種結(jié)構(gòu)符合電視廣播信道的特性(在電視廣播信道中，時間彌散較大，頻率彌散不是很明顯)。,圖5- 17 采用保護(hù)間隔的OFDM時頻表示,5.4.2 COFDM 1. TCM編碼、 交織和OFDM COFDM實際上是將編碼和OFDM（Coded OFDM）結(jié)合起來的一種傳輸方案。 利用時間和頻率分集，OFDM提供了一種在頻率選擇性衰減信道中傳輸數(shù)據(jù)的方案。但是，它本身并不能夠抑制衰減。由于在頻域中所處位置的不同，不同子信道受到的衰減也不同。這就要求采用信道編碼進(jìn)一步保護(hù)傳輸數(shù)據(jù)。在所有信道編碼方案中， 網(wǎng)格編碼調(diào)制(TCM)結(jié)合頻率和時間交織被認(rèn)為是頻率選擇性衰減信道中最有效的方法。,TCM將編碼和調(diào)制結(jié)合在一起，在不影響信號帶寬的條件下實現(xiàn)了較高的編碼增益。在TCM編碼器中，根據(jù)子集分割原理，每個n比特的符號被映射成n+1比特。這種處理會增加星座圖的尺寸，并且使網(wǎng)格編碼的冗余度有所增加。 OFDM的一個優(yōu)點是通過并行和多載波傳輸數(shù)據(jù)，能夠?qū)拵У念l率選擇性衰減轉(zhuǎn)化為窄帶非選擇性頻率衰減。采用特定設(shè)計TCM碼的COFDM是針對非選擇性頻率衰減的，這是將COFDM應(yīng)用于地面廣播的一個重要原因。但是，搜索最佳TCM碼的工作仍在進(jìn)行當(dāng)中。,2. COFDM的性能 1) 消除多徑干擾和衰減 計算機仿真和現(xiàn)場實驗表明：在設(shè)計適當(dāng)?shù)谋Ｗo(hù)間隔、交織和信道編碼后，COFDM有能力消除較強的多徑干擾，使多徑傳輸時的BER降低。除了信道衰減外，由于發(fā)射塔晃動、飛機震動甚至樹木的晃動的影響，時變信號會產(chǎn)生動態(tài)鬼影，導(dǎo)致傳輸過程中產(chǎn)生誤碼。通過使用并行傳輸結(jié)構(gòu)和網(wǎng)格編碼， COFDM系統(tǒng)在衰減和時變信道環(huán)境中具有一定的優(yōu)勢。,2) 相位噪聲和抖動 COFDM系統(tǒng)采用多載波進(jìn)行傳輸，各個載波之間的間隔很小，容易受到載波頻率差錯的影響，較小的頻率偏移就會破壞子信道間的正交性。系統(tǒng)性能會隨著頻率偏移和子載波數(shù)量的增多而明顯惡化。發(fā)端上行轉(zhuǎn)換器、收端下行轉(zhuǎn)換器和調(diào)諧器都會影響相位噪聲和抖動。一種解決的方法是采用導(dǎo)頻來跟蹤解調(diào)的相位噪聲。