電子線路非線性部分謝嘉奎課后答案.pdf

1 2 一功率管 它的最大輸出功率是否僅受其極限參數(shù)限制 為什么 解 否 還受功率管工作狀態(tài)的影響 在極限參數(shù)中 PCM 還受功率管所處環(huán)境溫度 散熱條件等影響 1 3 一功率放大器要求輸出功率P 1000 W 當集電極效率 C由 40 提高到 70 時 試問直流電源提供的直流功率PD和功率管耗散功率PC各減小多少 解 當 C1 40 時 PD1 Po C 2500 W PC1 PD1 Po 1500 W 當 C2 70 時 PD2 Po C 1428 57 W PC2 PD2 Po 428 57 W 可見 隨著效率升高 PD下降 PD1 PD2 1071 43 W PC下降 PC1 PC2 1071 43 W 1 6 如圖所示為低頻功率晶體管 3DD325 的輸出特性曲線 由它接成的放大器如圖 1 2 1 a 所示 已知VCC 5 V 試求下列條件下的PL PD C 運用圖解法 1 RL 10 Q點在負載線中點 充分激勵 2 RL 5 IBQ同 1 值 Icm ICQ 3 RL 5 Q點 在負載線中點 激勵同 1 值 4 RL 5 Q點在負載線中點 充分激勵 解 1 RL 10 時 作負載線 由VCE VCC ICRL 取Q在放大區(qū)負載線中點 充分 激勵 由圖得VCEQ1 2 6V ICQ1 220mA IBQ1 Ibm 2 4mA 因為Vcm VCEQ1 VCE sat 2 6 0 2 V 2 4 V Icm I CQ1 220 mA 所以mW264 2 1 cmcmL IVP PD VCC ICQ1 1 1 W C PL PD 24 2 當 RL 5 時 由VCE VCC ICRL作 負載線 IBQ同 1 值 即IBQ2 2 4mA 得Q2點 VCEQ2 3 8V ICQ2 260mA 這時 Vcm VCC VCEQ2 1 2 V Icm I CQ2 260 mA 所以 mW156 2 1 cmcmL IVP PD VCC ICQ2 1 3 W C PL PD 12 3 當 RL 5 Q在放大區(qū)內(nèi)的中點 激勵同 1 由圖Q3點 VCEQ3 2 75V ICQ3 460mA IBQ3 4 6mA Ibm 2 4mA 相應(yīng)的vCEmin 1 55V iCmax 700mA 因為Vcm VCEQ3 vCEmin 1 2 V Icm iCmax I CQ3 240 mA w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 所以mW144 2 1 cmcmL IVP PD VCC ICQ3 2 3 W C PL PD 6 26 4 當 RL 5 充分激勵時 Icm I CQ3 460 mA Vcm VCC VCEQ3 2 25 V 所以 mW5 517 2 1 cmcmL IVP PD VCC ICQ3 2 3 W C PL PD 22 5 1 7 如圖所示為三種甲類功率放大器的輸出電路 采用相同的功率管及VCC值 設(shè)VCE sat 0 I CEO 0 變壓器是理想無耗的 試在同一輸出特性曲線上作出各電路的交 直流負載 線 并求這三種放大器的最大輸出功率之比 cmax L bmax L amax L PPP 解 1 1 直流負載線方程 vCE VCC iCRC 負載線CD 當iC ICQ 時 VCEQ VCC ICQRC 2 交流負載線中點過 Q 斜率為 1 L R CCLL 2 1 RRRR 根據(jù)交流負載線 AB 得 Icm I CQ Vcm VCEQ Icm L R 代入VCEQ方程中 Vcm VCC IcmRC VCC ICQRC VCC 2Icm L R VCC 2Vcm 解得 L CC cmCCcm 3 1 3 1 R V IVV 即 L 2 CC L CC CC amax L 18 1 3 1 3 1 2 1 R V R V VP L 2 CC cmCCCQCCD 3 1 R V IVIVP 所以 6 1 D amax L C P P 2 交流負載相同 均為 CF 為獲最大輸出功率 Q 處于交流負載線的中點 故 Vcm VCEQ VCC 2 L CC CQcm 2R V II w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 所以 L 2 CC cmcm bmax L 8 1 2 1 R V IVP L 2 CC CQCCD 2R V IVP 4 1 D bmax L C b P P 3 因為直流負載電阻為零 故直流負載線為CG 交流負載線斜率為 1 的直線MN 當Q L R C處于中點時 得 Vcm VCEQ VCC L CC CQcm R V II L 2 CC cmcm cmax L 2 1 2 1 R V IVP L 2 CC CQCCD R V IVP 所以 2 1 D cmax L C c P P 所以36 9 4 2 1 8 1 18 1 cmax L bmax L amax L PPP 6 3 2 2 1 4 1 6 1 C c C b C a 1 8 如圖 a 所示為變壓器耦合甲類功率放大電路 圖 b 所示為功率管的理想化輸 出特性曲線 已知RL 8 設(shè)變壓器是理想的 RE上的直流壓降可忽略 試運用圖解法 1 VCC 15 V L R 50 在負載匹配時 求相應(yīng)的n PLmax C 2 保持 1 中VCC Ibm 不變 將ICQ增加一倍 求PL值 3 保持 1 中ICQ L R Ibm不變 將VCC增加一倍 求 PL值 4 在 3 條件中 將Ibm增加一倍 試分析工作狀態(tài) 解 1 因為VCC 15 V 50 負載 L R w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 匹配時 A3 0 L CC cmCQ1 R V II 由此得知Q1的坐標為Q1 15V 0 3A Q1點處于交流負載線AB的中點 其在坐標軸上的 截距為A 32 V 0 B 0 0 6A 由圖可見 Icm ICQ1 0 3A Vcm VCC 15 V 此時 W25 2 2 1 cmcmLmax IVP W5 4 CQCCD IVP 50 5 4 25 2 D maxL C P P 5 2 8 50 L L R R n 2 是否變化沒說明 故分兩種情況討論 L R 1 當不變時 因為I L R CQ增加一倍 因此 L R 已不是匹配值 其交流負載線平行移動 為一條過Q2點的直線EF 不變 斜率不變 I L R CQ增加 Q點升高 此時 由于VCC Ibm 都不變 其P L R Lmax亦不變 為 2 25 W Ibm不變 Icm不變 Vcm不變 但 PD VCC ICQ 9 W C PLmax PD 25 2 當改變時 且 50 交流負載線以Q L R 2為中心逆時針轉(zhuǎn)動 但由于激勵不變 輸出將出現(xiàn)飽和 失真 3 VCC 30 V 交流負載線平移到EF 靜態(tài)工作點為Q3 因為Ibm不變 所以Vcm不變 Icm不變 因此PL不變 PL 2 25 W 但VCC 30 V 所以 PD VCC ICQ 9 W C PL PD 25 4 Ibm 6 mA 以Q3點為靜態(tài)工作點 出現(xiàn)截止失真 1 9 單管甲類變壓器耦合和乙類變壓器耦合推挽功率放大器采用相同的功率管 3DD303 相同的電源電壓VCC和負載RL 且甲類放大器的 L R 等于匹配值 設(shè)VCE sat 0 ICEO 0 RE忽略不計 1 已知VCC 30 V 放大器的iCmax 2 A RL 8 輸入充分激勵 試 作交流負載線 并比較兩放大器的Pomax PCmax C L R n 2 功率管的極限參數(shù)PCM 30 W ICM 3 A V BR CEO 60 V 試求充分利用功率管時兩放大器的最大輸出功率Pomax 解 1 見表 甲類 乙類 交流負 載線 PomaxW15 2 1 2 1 2 1 CmaxCCcmcm iVIV W30 2 1 2 1 2 1 CmaxCCcmcm iVIV PCmax2Pomax 30 W 0 2Pomax 6 W 單管 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) C50 78 5 L R 302 omax 2 CC PV 152 omax 2 cm PV n 94 1 8 30 L L R R 37 1 8 15 L L R R 2 見表 甲類 乙類 Pomax W15W30 2 1 2 1 CMmaxo PP W45A3V60 4 1 4 1 CM BR CEOmaxo IVP W150W3055 CMomax PP 所以W45 maxoomax PP W5 22A3V60 8 1 8 1 CM BR CEOomax IVP 所以 W15 maxoomax PP 1 14 如圖所示為兩級功放電路 其中 Tl T2工作于乙類 試指出T4 R2 R3的作用 當輸人端加上激勵信號時產(chǎn)生的負載電流為iL 2sin t A 討計算 1 當RL 8 時的 輸出功率PL 2 每管的管耗PC 3 輸出級的效率 C 設(shè)R5 R6電阻不計 解 T4 R2 R3組成具有直流電壓并聯(lián)負反饋的恒壓源 給T1 T2互補管提供克服交越 失真的直流正偏壓 1 W16 2 1 L 2 cmL RIP 2 W47 25 cmCC D IV PQ W74 4 2 LD C PP P 3 83 62 4 8 0 2 C CC cm V V w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 1 16 試按下列要求畫單電源互補推挽功率放大器電路 1 互補功率管為復(fù)合管 2 推動級采用自舉電路 3 引入末級過流保護電路 4 采用二極管偏置電路 解 按要求畫出的單電源互補推挽功率放大器電路如圖所示 圖中T1為推動級 T2 T3 T4 T5為準互補推挽功率級 D1 D2為末級偏置電路 T6 T7為過流保護電路 C2為自 舉電容 1 17 兩級功放原理電路如圖所示 試 1 簡述電路工作原理 2 已知VCC EE V 各管VBE on 相等 設(shè)各管基極電流不計 求ICQ5 ICQ6 及kfv表達式 解 1 T1 T2和T3 T4為復(fù)合管組成差分放大器 作為推動級 T5 T6為鏡像電流源 作為差放級有源負載 T7 T10 準互補功放電路 D1 D3 為功率級提供正向偏置 R5 R6 電壓串聯(lián)負反饋 改善電路性能 2 通過R1的電流 1 BE on EE EE 2 R VV I ICQ5 ICQ6 0 5 IEE 65 5 o f f RR R v v k v w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 2 1 為什么諧振功率放大器能工作于丙類 而電阻性負載功率放大器不能工作于丙類 解 因為諧振功放的輸出負載為并聯(lián)諧振回路 該回路具有選頻特性 可從輸出的余 弦脈沖電流中選出基波分量 并在并聯(lián)諧振回路上形成不失真的基波余弦電壓 而電阻性輸 出負載不具備上述功能 2 2 放大器工作于丙類比工作于甲 乙類有何優(yōu)點 為什么 丙類工作的放大器適宜于 放大哪些信號 解 1 丙類工作 管子導通時間短 瞬時功耗小 效率高 2 丙類工作的放大器輸出負載為并聯(lián)諧振回路 具有選頻濾波特性 保證了輸出信號 的不失真 為此 丙類放大器只適宜于放大載波信號和高頻窄帶信號 2 4 試證如圖所示丁類諧振功率放大器的輸出功率 2 sat CECC L 2 o 2 2 VV R P 集電極 效率 CC sat CECC C 2 V VV 已知VCC 18 V VCE sat 0 5 V RL 50 試求放大器的PD Po 和 C值 解 1 vA為方波 按傅里葉級數(shù)展開 其中基波分量電壓振幅 2 2 sat CECCcm VVV 通過每管的電流為半個余弦波 余弦波幅度 2 2 sat CECC LL cm cm VV RR V I 其中平均分量 電流平均值 cmC0 1 II 所以 2 sat CECC L 2 cmcmo 2 2 2 1 VV R IVP 2 2 sat CECCCC L 2 C0CCD VVV R IVP w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) CC sat CECC DoC 2 V VV PP 2 W24 1 2 2 sat CECCCC L 2 D VVV R P W17 1 2 2 2 sat CECC L 2 o VV R P 36 94 DoC PP 2 5 諧振功率放大器原理電路和功率管輸出特性曲線如圖所示 已知VCC 12 V VBB 0 5 V Vcm 11 V Vbm 0 24 V 試在特性曲線上畫出動態(tài)線 若由集電極電流iC求得IC0 32 mA IcIm 54 mA 試求PD Po C及所需的Re 解 1 V cos24 05 0 cos V cos1112 cos bmBBBE cmCCCE ttVVv ttVVv 取 t 0 30 120 結(jié)果如下表 t 0 30 45 60 75 90 120 vBE V 0 74 0 71 0 67 0 62 0 56 0 5 0 38 vCE V 1 2 47 4 22 6 5 9 15 12 17 5 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 2 mW384 C0CCD IVP mW297 2 1 cmcmo IVP 34 77 DoC PP Re Vcm Ic1m 204 2 8 諧振功率放大器工作在欠壓區(qū) 要求輸出功率Po 5 W 己知VCC 24 V VBB VBE on Re 53 設(shè)集電極電流為余弦脈沖 即 iC 00 0cos b bCmax v vti 試求電源供給功率PD 集電極效率 C 解 因為VBB VBE on 放大器工作在甲乙類 近似作乙類 mA434 2 2 1 e o c1me 2 cmo R P IRIP 因為 Cmax 2 2 CC0 1 d 2 1 itiI Cmax 2 2 Cc1m 2 1 dcos 1 ittiI 所以 mA3 2762 c1mC0 II 則 W63 6 C0CCD IVP 42 75 DoC PP 2 12 設(shè)兩個諧振功率放大器具有相同的回路元件參數(shù) 它們的輸出功率Po分別為1 W 和0 6 W 現(xiàn)若增大兩放大器的VCC 發(fā)現(xiàn)其中Po 1 W放大器的輸出功率增加不明顯 而Po 0 6 W放大器的輸出功率增加明顯 試分析其原因 若要增大Po 1 W放大器的輸出功率 試問還應(yīng)同時采取什么措施 不考慮功率管的安全工作問題 解 Po 1 W的放大器處于臨界或欠壓狀態(tài) 增大VCC時 放大器更趨于欠壓狀態(tài) Ic1m 略有增大 因此Po增大不明顯 若 Po 需 VCC 同時Re 或VBB Po 0 6 W的放大器處于過壓狀態(tài) VCC增大 發(fā)大器趨于臨界 Ic1m迅速增大 所以Po 迅 速增大 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 3 1 若反饋振蕩器滿足起振和平衡條件 則必然滿足穩(wěn)定條件 這種說法是否正確 為 什么 解 否 因為滿足起振與平衡條件后 振蕩由小到大并達到平衡 但當外界因素 T VCC 變化時 平衡條件受到破壞 若不滿足穩(wěn)定條件 振蕩器不能回到平衡狀態(tài) 導致停振 3 2 一反饋振蕩器 欲減小因溫度變化而使平衡條件受到破壞 從而引起振蕩振幅和振 蕩頻率的變化 應(yīng)增大 i osc V T 和 T 為什么 試描述如何通過自身調(diào)節(jié)建立新平 衡狀態(tài)的過程 振幅和相位 解 由振蕩穩(wěn)定條件知 振幅穩(wěn)定條件 0 iA i osc V V T 相位穩(wěn)定條件 0 osc T 若滿足振幅穩(wěn)定條件 當外界溫度變化引起Vi 增大時 T osc 減小 Vi 增大減緩 最終 回到新的平衡點 若在新平衡點上負斜率越大 則到達新平衡點所需Vi的變化就越小 振蕩 振幅就越穩(wěn)定 若滿足相位穩(wěn)定條件 外界因素變化 osc T 阻止 osc增大 osc 最終回到新平衡點 這時 若負斜率越大 則到達新平衡點所需 osc的變化就越小 振蕩頻 率就越穩(wěn)定 3 3 并聯(lián)諧振回路和串聯(lián)諧振回路在什么激勵下 電壓激勵還是電流激勵 才能產(chǎn)生負 斜率的相頻特性 解 并聯(lián)諧振回路在電流激勵下 回路端電壓V的頻率特性才會產(chǎn)生負斜率的相頻特性 如圖 a 所示 串聯(lián)諧振回路在電壓激勵下 回路電流 I 的頻率特性才會產(chǎn)生負斜率的相頻特 性 如圖 b 所示 3 5 試判斷下圖所示交流通路中 哪些可能產(chǎn)生振蕩 哪些不能產(chǎn)生振蕩 若能產(chǎn)生振 蕩 則說明屬于哪種振蕩電路 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 解 a 不振 同名端接反 不滿足正反饋 b 能振 變壓器耦合反饋振蕩器 c 不振 不滿足三點式振蕩電路的組成法則 d 能振 但L2C2回路呈感性 osc 1 組成電感三點式 振蕩電路 e 能振 計入結(jié)電容Cb e 組成電容三點式振蕩電路 f 能振 但L1C1回路呈容性 osc 1 L2C2回路呈感性 osc 2 組成電容三點式 振蕩電路 3 6 試畫出下圖所示各振蕩器的交流通路 并判斷哪些電路可能產(chǎn)生振蕩 哪些電路不 能產(chǎn)生振蕩 圖中 CB C B C CE CD為交流旁路電容或隔直流電容 LC為高頻扼流圈 偏 置電阻RB1 RB2 RG不計 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 解 畫出的交流通路如圖所示 a 不振 不滿足三點式振蕩電路組成法則 b 可振 為電容三點式振蕩電路 c 不振 不滿足三點式振蕩電路組成法則 d 可振 為電容三點式振蕩電路 發(fā)射結(jié)電容Cb e為回路電容之一 e 可振 為電感三點式振蕩電路 f 不振 不滿足三點式振蕩電路組成法則 3 7 如圖所示電路為三回路振蕩器的交流通路 圖中f01 f02 f03分別為三回路的諧振頻 率 試寫出它們之間能滿足相位平衡條件的兩種關(guān)系式 并畫出振蕩器電路 發(fā)射極交流接 地 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 解 1 L2C2 L1C1若呈感性 fosc f03 所以f03 fosc f01 f02 L3C3 呈感性 fosc fosc f01 f02 3 8 試改正如圖所示振蕩電路中的錯誤 并指出電路類型 圖中CB C B D CE均為旁路 電容或隔直流電容 LC LE LS均為高頻扼流圈 解 改正后電路如圖所示 圖 a 中L改為C1 C1改為L1 構(gòu)成電容三點式振蕩電路 圖 b 中反饋線中串接隔值電容CC 隔斷電源電壓VCC 圖 c 中去掉CE 消除CE對回路影響 加CB和C B C以保證基極交流接地并隔斷電源電壓VCC L2改為C1構(gòu)成電容三點式振蕩電路 3 9 試運用反饋振蕩原理 分析如圖所示各交流通路能否振蕩 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 解 圖 a 滿足正反饋條件 LC并聯(lián)回路保證了相頻特性負斜率 因而滿足相位平衡條 件 圖 b 不滿足正反饋條件 因為反饋電壓比滯后一個小于90 的相位 不滿足相位 平衡條件 f V i1 V 圖 c 負反饋 不滿足正反饋條件 不振 3 13 在下圖所示的電容三點式振蕩電路中 已知L 0 5 H Cl 51 pF C2 3300 pF C3 12 250 pF RL 5 k gm 30 mS Cb e 20 pF 足夠大 Q0 80 試求能夠起 振的頻率范圍 圖中CB C B C對交流呈短路 LE為高頻扼流圈 解 在LE處拆環(huán) 得混合 型等效電路如圖所示 由振幅起振條件知 iLm 1 ngg n g 1 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 式中015 0 21 1 CC C n 其中mS30 1 pF3320 m e eb22 g r CCC 代入 1 得 mS443 0 L R 則能滿足起振條件的振蕩頻率為rad s109 102 6 o eo LQ R 由圖示電路知 21 21 3 CC CC CC 當C3 12pF時 C 62 23 pF rad s102 179 1 6 omax LC 當C3 250pF時 C 300 pF 可見該振蕩器的振蕩角頻率范圍 min max 102 9 179 2 106 rad s 即振蕩頻率范圍fmin fmax 16 38 28 52 MHz 3 15 一LC振蕩器 若外界因素同時引起 0 f Qe變化 設(shè) oo 分 別大于Q ff e Q e或小于Qe 試用相頻特性分析振蕩器頻率的變化 解 振蕩回路相頻特性如圖 可見 1 當時 且 oo oscosc oosc 2 當時 設(shè)為 ff osc oscosc 3 當Qe增加時 相頻特性趨于陡峭 f不變 osc f變化 Qe osc Qe osc 3 16 如圖所示為克拉潑振蕩電路 已知L 2 H C1 1000 pF C2 4000 pF C3 70 pF w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) Q0 100 RL 15 k Cb e 10 pF RE 500 試估算振蕩角頻率 osc值 并求滿足起振條 件時的IEQmin 設(shè) 很大 解 振蕩器的交流等效電路如圖所示 由 于C1 C3 C2 C3 因而振蕩角頻率近似為 rad s1052 84 1 6 3 osc LC 已知 Re0 oscLQ0 16 9 k pF4010k 95 7 eb22e0LL CCCRRR 求得 pF4 800 21 21 2 1 CC CC C 08 0 2 13 3 2 CC C n 88 50 L 2 2L RnR 又 m T EQ T EQ EeE i 21 1 111 2 0g V I V I RrR g CC C n 根據(jù)振幅起振條件 iLm 1 ngg n g 即 1 L T EQ nn g V I 求得IEQ 3 21mA 3 18 試指出如圖所示各振蕩器電路的錯誤 并改正 畫出正確的振蕩器交流通路 指 出晶體的作用 圖中CB C B C CE CS均為交流旁路電容或隔直流電容 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 解 改正后的交流通路如圖所示 圖 a L用C3取代 為并聯(lián)型晶體振蕩器 晶體呈電感 圖 b 晶體改接到發(fā)射極 為串聯(lián)型晶體振蕩器 晶體呈短路元件 3 22 試判斷如圖所示各RC振蕩電路中 哪些可能振蕩 哪些不能振蕩 并改正錯誤 圖中 CB C B C CE CS對交流呈短路 解 改正后的圖如圖所示 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) a 為同相放大器 RC移相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生180 相移 不滿足相位平衡條件 因此不振 改正 將反饋線自發(fā)射極改接到基極上 b 中電路是反相放大器 RC移相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生180 相移 滿足相位平衡條件 可以振蕩 c 中放大環(huán)節(jié)為同相放大器 RC移相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生180 相移 不滿足相位平衡條件 因此 不振 改正 移相網(wǎng)絡(luò)從T2集電極改接到T1集電極上 d 中放大環(huán)節(jié)為反相放大器 因為反饋環(huán)節(jié)為RC串并聯(lián)電路 相移為0 所以放大環(huán) 節(jié)應(yīng)為同相放大 改正 將T1改接成共源放大器 3 23 圖 a 所示為采用燈泡穩(wěn)幅器的文氏電橋振蕩器 圖 b 為采用晶體二極管穩(wěn) 幅的文氏電橋振蕩器 試指出集成運算放大器輸入端的極性 并將它們改畫成電橋形式的電 路 指出如何實現(xiàn)穩(wěn)幅 解 電橋形式電路如圖所示 a 中燈泡是非線性器件 具有正溫度系數(shù) 起振時 燈泡涼 阻值小 Rt 放大器增益 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 大 便于起振 隨著振蕩振幅增大 溫度升高 Rt增加 放大器增益相應(yīng)減小 最后達到平 衡 b 中D1 D2是非線性器件 其正向?qū)娮枳柚惦S信號增大而減小 起振時 D1 D2截 止 負反饋最弱 隨著振蕩加強 二極管正向電阻減小 負反饋增大 使振幅達到平衡 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 4 1 如圖是用頻率為 1 000 kHz的載波信號同時傳輸兩路信號的頻譜圖 試寫出它的電 壓表達式 并畫出相應(yīng)的實現(xiàn)方框圖 計算在單位負載上的平均功率Pav和頻譜寬度BWAM 解 1 為二次調(diào)制的普通調(diào)幅波 第一次調(diào)制 調(diào)制信號 F 3 kHz 載頻 f1 10 kHz f2 30 kHz 第二次調(diào)制 兩路已調(diào)信號疊加調(diào)制到主載頻fc 1000 kHz上 令 2 3 103 rad s 1 2 104 rad s 2 2 3 104 rad s c 2 106 rad s 第一次調(diào)制 v1 t 4 1 0 5cos t cos 1t v2 t 2 1 0 4cos t cos 2t 第二次調(diào)制 vO t 5 cos ct 4 1 0 5cos t cos 1t 2 1 0 4cos t cos 2t cos ct 5 1 0 8 1 0 5cos t cos 1t 0 4 1 0 4cos t cos 2t cos ct 2 實現(xiàn)方框圖如圖所示 3 根據(jù)頻譜圖 求功率 1 載頻為 10 kHz 的振幅調(diào)制波平均功率 Vm01 2V Ma1 0 5 W5 4 2 1 1 2W2 2 1 2 1a01av1 2 01m01 MPPVP 2 f2 30 kHz Vm02 1V Ma2 0 4 W08 1 2 1 1 2W5 0 2 1 2 2a02av2 2 02m02 MPPVP 3 主載頻fc 1000 kHz Vm0 5V w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) W5 12 2 1 2 0m0 VP 總平均功率Pav P0 Pav1 Pav2 18 08 W 4 BWAM 由頻譜圖可知Fmax 33 kHz 得 BWAM 2F 2 1033 1000 66 kHz 4 3 試畫出下列三種已調(diào)信號的波形和頻譜圖 已知 c 1 v t 5cos tcos ct V 2 v t 5cos c t 3 v t 5 3cos t cos ct 解 1 雙邊帶調(diào)制信號 a 2 單邊帶調(diào)制信號 b 3 普通調(diào)幅信號 c 4 6 何謂過調(diào)幅 為何雙邊帶調(diào)制信號和單邊帶調(diào)制信號均不會產(chǎn)生過調(diào)幅 答 調(diào)制信號振幅大于載波信號振幅的情況稱為過調(diào)幅 因為雙邊帶和單邊帶調(diào)制信號 已經(jīng)將載波信號抑制 故均不會產(chǎn)生過調(diào)幅 4 8 一非線性器件的伏安特性為 00 0 D v vvg i 式中v VQ十v1 v2 VQ V1mcos 1t V2mcos 2t 若V2m很小 滿足線性時變條件 則在VQ V1m 2 0 V1m三種情況下 畫出g v1 波形 并求出時變增量電導g v1 的表示式 分析該器 件在什么條件下能實現(xiàn)振幅調(diào)制 解調(diào)和混頻等頻譜搬移功能 解 根據(jù)伏安特性畫出增量電導隨 v 的變化特性 g v 如圖所示 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 1 1mQ 2 1 VV 時 畫出 g t 波形如圖所示 圖中通角由 2 1 2 1 cos m m V V 求得 3 D 3 3 D0 3 1 d 2 1 gtgg 3 sin 2 dcos 1 D 3 3 Dn n n g ttngg tn n n g gtg n 1 1 D D cos 3 sin 1 2 3 1 2 VQ 0 時 畫出g v 的波形如圖所示 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) 12 cos 12 2 1 2 1 cos3 3 2 cos 2 2 1 1 1 1 D 11D11D tn n g ttgtKgtg n n 3 VQ V1m g t gD 如圖所示 可見 1 2 中 g t 含有基波分量 能實現(xiàn)頻譜搬移功能 而 3 中 g t 僅有直流分量 故無法實現(xiàn)頻譜搬移功能 為實現(xiàn)消除一些有害無用的組合頻率分量 使輸出有用信號的質(zhì)量提高 在實現(xiàn)頻譜搬 移功能時 應(yīng)遵循有用信號較弱 參考信號較強的原則 調(diào)制時 v1 Vcmcos ct 載波 v2 V mcos t 調(diào)制信號 解調(diào)時 v1 Vcmcos ct 參考信號 v2 Vsm 1 Macos t cos ct 調(diào)幅信號 混頻時 v1 VLmcos Lt 本振信號 v2 Vsm 1 Macos t cos ct 調(diào)幅信號 4 9 在如圖所示的差分對管調(diào)制電路中 已知vc t 360cos10 106t mV v t 5cos2 103t mV VCC VEE 10 V REE 15 k 晶體三極管 很大 VBE on 可忽略 試用開關(guān)函數(shù)求iC iC1 iC2 值 解 由教材 4 2 14 可知 iC iC1 iC2 2 th T c 0 V v i 令 T CM c V V x i0 I0 i t 其中mA 10 2cos 10 3 1 mA 3 1 V5 33 EEEE EE 0 t R tv ti R V I mA 10 2cos 101 3 1 33 0 ti 又1085 13 mV26 mV360 T cm c V V x 則 ttttKt x cccc2c c 5cos 5 4 3cos 3 4 cos 4 cos 2 th 所以 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) mA 10 50cos 084 0 10 30cos 14 0 10 10cos 42 0 10 2cos 101 10 2cos 101 3 1 cos 2 th 66633 c2 33 c c 0C tttt tKtt x ii 4 11一雙差分對平衡調(diào)制器如圖所示 其單端輸出電流 kT qv R vI kT qviiI i 2 th 22 th 22 1 E 201650 I 試分析為實現(xiàn)下列功能 不失真 兩輸人端各自應(yīng)加什么信號電壓 輸出端電流包含哪些 頻率分量 輸出濾波器的要求是什么 1 混頻 取 I L C 2 雙邊帶調(diào)制 3 雙邊帶調(diào)制波解調(diào) 解 1 混頻 v1 t vL t VLmcos Lt v2 t vS t Vsmcos ct 當VLm 260 mV Vsm 2F的帶通濾波器 3 雙邊帶調(diào)制波解調(diào) v1 t vr t Vrmcos ct v2 t vS t Vm0cos t cos ct 開關(guān)工 作時 產(chǎn)生的組合頻率分量有 2 c 4 c 2n c 輸出采用低通濾波器 BW0 7 2F 4 16 采用雙平衡混頻組件作為振幅調(diào)制器 如圖所示 圖中vc t Vcmcos ct v t V mcos t 各二極管正向?qū)娮铻镽D 且工作在受vC t 控制的開關(guān)狀態(tài) 設(shè)RL RD 試 求輸出電壓vO t 表達式 解 作混頻器 且vC v 各二極管均工作在受vC控制的開關(guān)狀態(tài) 當 vC 0 D1 D2導通 D3 D4截止 當 vC 0時 等效電路 iI i1 i2 回路方程為 0 0 CD2LI L21D1C vRiRiv RiiRivv 1 2 2 i1 i2 RL 2 v i1 i2 RD 0 w w w kh x x w c o m 課后學習網(wǎng) DL 21I 2 2 RR v iii 考慮vC作為開關(guān)函數(shù)K1 ct 所以 2 2 c1 DL I tK RR tv i 2 同理可求vC RD 2 2 c2c2 DL L O tKtvtKtv RR R tv 4 23 晶體三極管混頻器的輸出中頻頻率為fI 200 kHz 本振頻率為fL 500 kHz 輸人 信號頻率為fc 300 kHz 晶體三極管的靜態(tài)轉(zhuǎn)移特性在靜態(tài)偏置電壓上的冪級數(shù)展開式為iC I0 avbe 設(shè)還有一干擾信號v 2 be bv 3 be cv M VMmcos 2 3 5 10 5t 作用于混頻器的 輸人端 試問 1 干擾信號vM通過什么寄生通道變成混頻器輸出端的中頻電壓 2 若 轉(zhuǎn)移特性為ic I0 avbe 求其中交叉調(diào)制失真的振幅 3 若改用場效應(yīng) 管 器件工作在平方律特性的范圍內(nèi) 試分析干擾信號的影響 2 be bv 3 be cv 4 be dv 解 1 fM 350 kHz fc 300 kHz 由 IMc 1 f p p f p q f 得知 p 1 q 2時 2fM 2f2 300 kHz 表明頻率為fM的干擾信號可在混頻器輸出 它由靜態(tài)轉(zhuǎn)移特性三次方項中 項產(chǎn)生 2 ML 3vcv 2 靜態(tài)特性四次方項中產(chǎn)生分量 而 4 MLS 4 be vvvddv 2 M 2 LS 6vvvd 2cos1 2 1 2 6 6 M 2 Mm 2 LLS 2 S 2 M 2 LS tVv