PCM通信系統(tǒng)設計說明書.doc

PCM通信系統(tǒng)設計說明書1 PCM原理概述1.1 pcm概念脈沖編碼調制(PCM)廣泛應用于通信系統(tǒng)中，并且己被國際電報電話咨詢委員會建議為現今數字傳輸和將來數字綜合業(yè)務網(ISDN)的標準接口信號。它不僅用于傳輸終端，在數字程控交換系統(tǒng)中也是按PCM標準，將模擬信號轉換為數字信號，再進入交換網絡實現交換。不僅如此，在當前頗為廣泛研究、開發(fā)的用戶線的傳輸系統(tǒng)中，也是用PCM信號作為基礎。PCM制式能如此廣泛地被人們接受，其主要原因有二:其一是這種非線性瞬時壓擴的方法簡單，不需有復雜的信號處理技術就可以實現數據率壓縮;而無任何信號的遲延，第二是基于對話路頻帶信號的波形采樣的瞬時處理，因此不僅對話音有高質量的信噪比，而且對現有模擬通信網話路通道中的所有信號，如電話隨路信令、各種效率的帶內數據信號、傳真信號、電報信號以及書寫電話等都可不受影響地進行編碼傳輸。也就是說，PCM調制方式可保持原有話路通路的透明性，這是通信網設計中十分重要的條件。雖然PCM制式有不允許在誤碼大(如10-5)的傳輸通道中使用等缺點，但是由于有上述優(yōu)點而被廣泛重視與發(fā)展。它必定也是將來綜合數字網中的主要調制方式。1.2 pcm原理框圖所謂脈沖編碼(PCM)調制，是把模擬信號變換為數字信號的一種調制方式，其最大的特征是把連續(xù)的輸入信號變換為在時間域和振幅域上都離散的量，然后再把它變換為代碼進行傳輸。其系統(tǒng)原理框圖組成示于1.1。干擾音頻信號編碼量化信道譯 碼低通濾波音頻信號抽樣圖1.1 PCM通信系統(tǒng)方框圖1.3 pcm量化過程1.3.1抽樣抽樣是對模擬信號進行周期性的掃描，把時間上連續(xù)的信號變成時間上離散的信號。我們要求經過抽樣的信號應包含原信號的所有信息，即能無失真地恢復出原模擬信號，抽樣速率的下限由抽樣定理確定。1.3.2量化量化是將樣值幅度取值連續(xù)的模擬信號變成樣值幅度取值離散的數字信號。即是將信號的幅度取值限制在有限個離散值上。只要信號的幅值落在某一個量化級內就用該級內的中間值或起始值來代表該信號的量化值。信號的量化方法通常有兩種:(1)均勻量化;(2)非均勻量化。本設計由于采用采用A律壓縮13折線，故只介紹非均勻量化。非均勻量化的量化間隔是不相等的，大信號區(qū)的量化間隔大，小信號區(qū)的量化間隔小，即量化間隔V是不固定的。如何實現非均勻量化?一種辦法是:在對信號進行編碼之前，先對小信號進行高增益的放大，對大信號則使其增益很小，甚至沒有增益，然后再進行均勻量化及編碼。完成這一任務的部件稱壓縮器，它的輸入輸出特性稱壓縮特性。接收端恰要與此相反，對解碼后的信號要經過擴張器，使信號還原成原值。A律13折線近似在整個01的范圍內分成八大段。在x軸的01區(qū)間是以1/2遞減規(guī)律分成八大段，其分段點是l/2、1/4、1/8、1/16、1/32、1/64和1/128。最小的分段間隔是1/128，最大的分段間隔為1/2。將01/128稱做第一段，1/1281/64稱做第二段，按由小到大的順序，其最大的分段是第八段。在y軸進行均勻分段，將01區(qū)間均勻分成八大段，其分段點是1/8、2/8、3/8、.、1。現將x軸和y軸的相應段交點用直線連起來，于是就得到8條折線，這8條折線的斜率分別是:16,16,8,4,2,1,0.5,0,25。斜率越大，對信號的增益越大，斜率越小增益就越小。所以小信號的增益大，而大信號的增益小，體現了對非均勻量化的要求。由于第l段斜率和第2段斜率相等，第1段和第2段可看作是一條折線(這是正方向情況)。由于輸入信號有正負兩個極性，故在負方向也應有與正方向對稱的一組折線段，這組折線段是在第三象限。負方向的第1、2兩段的斜率與正方向的第1、2兩段的斜率相等，故可將這4段并成一段，于是就得出13折線。這種壓擴特性與A=87.6的A律壓擴特性是十分逼近的。為了滿足信噪比的要求，在每一大段中再均勻分成16小段，這樣就形成了256個量化級。其信噪比達到了通路的要求。未壓縮（1）（2）（3）（4）（5）（6）（7）（8） 0 圖1.2 13折線法的特性圖1.4 pcm編碼 編碼類型有多種，如:低速編碼和高速編碼型、線性編碼和非線性編碼型、逐次比較型、級聯型和混合型等。這里不詳敘編碼原理，請查閱有關書籍。編碼是將量化后的信號電平值轉換成二進制碼組，實際上量化是在編碼過程中同時完成的。這一變化也稱模/數（A/D）變換，即將模擬信號變成數字信號，這種數字信號即是通常所稱的脈沖編碼調制信號。在13折線法中，無論輸入信號是正是負，均按8段折線（8個段落）進行編碼。若用8位折疊二進制碼來表示輸入信號的抽樣量化值，其中用第一位表示量化值的極性，其余七位（第二位至第八位）則表示抽樣量化值的絕對大小。具體的做法是：用第二至第四位表示段落碼，它的8種可能狀態(tài)來分別代表8個段落的起點電平。其它四位表示段內碼，它的16種可能狀態(tài)來分別代表每一段落的16個均勻劃分的量化級。這樣處理的結果，8個段落被劃分成27128個量化級。段落碼和8個段落之間的關系和段內碼與16個量化級之間的關系如表1.3所示。表1.3 段落碼和8個段落之間的關系和段內碼與16個量化級之間的關系段落序號段落碼量化級段內碼8111151111141110711013110112110061011110111010105100910018100040117011160110301050101401002001300112001010001000100000PCM編譯碼器的實現可以借鑒單片PCM編碼器集成芯片，如：TP3057A、CD22357等。單芯片工作時只需給出外圍的時序電路即可實現，考慮到實現細節(jié)，仿真時將PCM編譯碼器分為編碼器和譯碼器模塊分別實現。2時分復用原理時分復用系統(tǒng)對信道中時鐘相位抖動及接收端與發(fā)送端的時鐘同步問題提出了較高的要求。所謂同步是指接收端能正確地從數據流中識別各路序號。為此，必須在每幀內加上標志信號（即幀同步信號）。它可以是一組特定的碼組，也可以是特定寬度的脈沖。在實際通信系統(tǒng)中還必須傳遞信令以建立通信連接，如傳送電話通信中的占線、摘機與掛機信號以及振鈴信號等信令。上述所有信號都是時間分割，按某種固定方式排列起來，稱為幀結構。采用時分復用的數字通信系統(tǒng)，在國際上已逐步建立其標準。原則上是把一定路數電話語音復合成一個標準數據流（稱為基群），然后再把基群數據流采用同步或準同步數字復接技術，匯合成更高速地數據信號，復接后的序列中按傳輸速率不同，分別成為一次群、二次群、三次群、四次群等等。圖2.1 兩個信號的時分復用在下圖中，第一路模擬信號送入時分復用模塊，第二路模擬信號送入模擬信號數字化模塊，分別在這兩個模塊中進行PCM編碼，得到兩路PCM碼（PCMA和PCMB），再和時分復用模塊產生的幀同步碼進行時分復用，得到包含四路數據（第四路為空數據）、一幀為32位的時分復用信號，其復用部分的原理框圖如圖2.2。圖2.2時分復用原理框圖時分復用是通過時鐘信號對移位寄存器構成的并/串轉換電路的輸出信號輪流進行選通而實現的，時分復用輸出信號的位同步信號的頻率為BS的四倍，幀同步信號的頻率為位同步信號的三十二分之一。時分復用輸出信號每一幀由32位組成，其幀結構如圖2.3所示，撥碼開關SW701可設置幀同步碼的碼型。圖2.3 幀結構圖復用信號通過解復用電路還原出兩路PCM編碼信號，分別送入時分復用模塊和模擬信號數字化模塊進行PCM譯碼輸出，得到的兩路信號分別與輸入信號相同。圖2.4是解復用部分的原理框圖。圖2.4 解復用原理框圖在解復用電路中，先通過幀同步信號和位同步信號把四路數據分開，然后通過移位寄存器構成的并/串轉換電路輸出串行的數據。3 電路設計3.1電路工作原理在本實驗中我們選擇TP3067進行A律變換，以2.048Mbit/s來傳送信息，信息幀為無信令幀，它的發(fā)送時序與接收時序直接受FSx和FSR控制。系統(tǒng)上電：當開始上電瞬間，加壓復位電路啟動COMBO并使它處于掉電狀態(tài)，所有非主要電路都失效，而Dx、VFRO、VPO-、VPO+均處于高阻抗狀態(tài)。為了使器件上電，一個邏輯低電平或時鐘脈沖必須作用在MCLKR/PDN引腳上，并且FSx和FSR脈沖必須存在。于是有兩種掉電控制模式可以利用。在第一種中MCLKR/PDN引腳電位被拉高。在另一種模式中使FSx和FSr二者的輸入均連續(xù)保持低電平，在最后一個FSx或FSr脈沖之后相隔2ms左右，器件將進入掉電狀態(tài)，一旦第一個FSx和FSr脈沖出現，上電就會發(fā)生。三態(tài)數據輸出將停留在高阻抗狀態(tài)中，一直到第二個FSx脈沖出現。 系統(tǒng)時序：幀同步工作：COMBO既可以用短幀，也可以用長幀同步脈沖。在加電開始時，器件采用短幀模式，在這種模式中，FSx和FSr這兩個幀同步脈沖的長度均為一個位時鐘周期。在BCLKx的下降沿當FSx為高時，BCLKx的下一個上升沿可啟動輸出符號位的三態(tài)輸出Dx的緩沖器，緊隨其后的7個上升沿以時鐘送出剩余的7個位，而下一個下降沿則阻止Dx輸出。在BCLKR的下降沿當FSr為高時（BCLKx在同步模式），其下一個下降沿將鎖住符號位，跟隨其后的7個下降沿鎖住剩余的7個保留位。長幀同步工作：為了應用長幀模式，FSx和FSr這兩個幀同步脈沖的長度應等于或大于位時鐘周期的三倍。在64KHz工作狀態(tài)中，幀同步脈沖至少要在160ns內保持低電位。隨著FSx或BCLKx的上升沿（無論哪一個先到）來到，Dx三態(tài)輸出緩沖器啟動，于是被時鐘移出的第一比特為符號位，以后到來的BCLKx的7個上升沿以時鐘移出剩余的7位碼。隨著第8個上升沿或FSx變低（無論哪一個后發(fā)生），Dx輸出由BCLKx的下降沿來阻塞，在以后8個BCLKR的下降沿（BCLKR），接收幀同步脈沖FSR的上升沿將鎖住DR的PCM數據。編譯碼器的工作是由時序電路控制的。在編碼電路中，進行取樣、量化、編碼，譯碼電路經過譯碼低通、放大后輸出模擬信號，把這兩部分集成在一個芯片上就是一個單路編譯碼器.單路編譯碼器變換后的8位PCM碼字是在一個時隙中被發(fā)送出去，這個時序號是由A/D控制電路來決定的，而在其它時隙時編碼器是沒有輸出的。同樣在一個PCM幀里，它的譯碼電路也只能在一個由它自己的時序里，從外部接收8位PCM碼。單路編譯碼器的發(fā)送時序和接收時序可由外部電路來控制。只要向A/D控制電路或D/A控制電路發(fā)某種命令即可控制單路編譯碼器的發(fā)送時序和接收時序號，從而也可以達到總線交換的目的。不同的單路編譯碼器對其發(fā)送時序和接收時序的控制方式都有所不同，有些編譯碼器有二種方式，一種是編程法，即給它內部的控制電路輸進一個控制字，分配其時隙；另一種是直接控制，這時它有兩個控制端，我們定義為FSx和FSR，它們是周期性的，并且它的周期和多路PCM的幀周期相同，為125s，這樣，每來一個FSx，編譯碼器就輸出一個PCM碼字，每來一個FSR，編譯碼器就從外部輸入一個PCM碼字。編譯碼器一般都有一個PDN降功耗控制端，PDN=l時，編譯碼能正常工作，PDN=0時，編譯碼器處于低功耗狀態(tài)，這時編譯碼器其它功能都不起作用，我們在設計時，可以接MUC等控制芯片以實現對編譯碼器的降功耗控制。考慮到系統(tǒng)時鐘頻率較高,本系統(tǒng)利用VHDL設計pcm編碼芯片的控制,生成時鐘信號,發(fā)送時添加幀同步碼,解碼時檢測幀同步碼.以控制編解碼的時序實現編解碼功能. 本系統(tǒng)中所有的時隙都是從頻率為8.102MHz的外部時鐘信號頻后得到2.048MHz的碼同步時鐘，再經分頻分相后得到8KHz的幀同步時鐘.幀同步碼的添加是在時鐘信號控制下輸出幀同步碼的時隙中對預置幀同步編碼逐位輸出實現的. 幀同步信號的提取是用在時鐘信號控制下信號通過移位寄存器構成的并/串轉換電路的輸出信號與與置信號比較而實現的，幀同步信號的頻率為位同步信號的256分之一。撥碼開關SW1, SW1可分別設置編解碼時幀同步碼的碼型。為了提高系統(tǒng)的抗干擾能力減小誤解碼率,可以增加幀同步碼的位數.這里只是為了說明原理所以選擇8位。3.2 仿真模塊電路3.2.1 pcm編碼模塊PCM編碼模塊主要完成對信號的壓縮、量化及輸出等的功能，主要由信號源（圖符277）、瞬時壓縮器（圖符275）、A/D轉換器（圖符273）、并/串轉換器（圖符255）、輸出端子構成（圖符268）組成，系統(tǒng)模型如圖3.1所示。圖3.1 PCM編碼模塊經過低通濾波器完成信號頻帶過濾的信源信號通過 PCM 編碼器，由于PCM量化采用非均勻量化，所以還要使用瞬時壓縮器實現A律壓縮后再進行均勻量化，A/D轉換器（圖符273）完成采樣及量化，由于A/D轉換器的輸出是8路并行數據，必須通過8位數據選擇器（圖符255）完成并/串轉換，將8位的并行數據轉換成成串行數據流，最后通過圖符（298）輸出PCM編碼信號。3.2.2時分復用模塊時分復用模塊是實現兩路話音信號傳輸的關鍵，它由晶振（圖符245）、分頻器（圖符246、248、249）、幀同步信號產生器（圖符250）、8路數據選擇器（圖符247）和3路數據選擇器（圖符260）等組成，系統(tǒng)模型如圖3.2所示。圖3.2 時分復用模塊3.2.3語音信號發(fā)生器在本次設計中使用的信號由兩路信號組成。第一路是由兩個正弦信號經過疊加形成的信號1，第二路是由高斯白噪聲信號，即信號2。兩路語音信號分別經過截止頻率均為3KHz兩個低通濾波器（圖符229、圖符227），從低通濾波器輸出的語音信號將送入PCM編碼器子系統(tǒng)。系統(tǒng)模型如圖3.3所示。圖3.3 語音信號發(fā)生器為實現信號的語音頻率特性，考慮到濾波器在通帶和阻帶之間的過渡，采用了低通濾波器，而沒有設計帶通濾波器。為實現信號在 300Hz3400Hz的語音頻帶內，在這里采用了一個階數為3階的切比雪夫濾波器，其具有在通帶內等波紋、阻帶內單調的特性。3.2.4 位同步信號及幀同步信號位同步，或稱碼元同步。它是指在數字通信系統(tǒng)中，信號的發(fā)送設備按照確定的時間順序，逐個傳輸數字脈沖序列中的每個碼元。由于在接收端必須有準確的抽樣判決時刻才能正確判決所發(fā)送的碼元，因此，接收端必須提供一個確定抽樣判決時刻的定時脈沖序列。這個定時脈沖序列的重復頻率必須與發(fā)送的數碼脈沖序列一致，同時在最佳相位時刻（或稱為最佳判決時刻）對接收碼元進行抽樣判決。此時在接收端產生這樣的定時脈沖序列。位同步仿真實現如下圖:3.4位同步模塊仿真實現本設計采用數字鎖相環(huán)法提取位同步信號。接收碼元的相位通過從基帶信號的過零點提取（它代表碼元的起始時刻），而對數字信號進行微分就可以獲得過零點的信息，由于數字信號的過零方向有正有負（即有“0”變到“1”和“1”變到“0”），因此微分再整流，就可以獲得接收碼元所有的過零點的信息，得到接收碼元的相位后，在將它加到相位比較器去進行比較。將接收碼元的寬度分為兩個區(qū)，前半碼元稱為滯后區(qū)，即若位同步脈沖波形落入此區(qū)，表示位同步脈沖的相位滯后于接收碼元的相位，后半碼元稱為超前區(qū)當位同步脈沖位于超前區(qū)時，接收碼元經微分整流，并經單穩(wěn)多諧振蕩器85電路后產生的波形和分頻器的輸出波形使與門93有輸出，該輸出經過單穩(wěn)多諧振蕩器204產生一超前脈沖。若位同步脈沖落入滯后區(qū)，分頻器輸出波形與與門206經過單穩(wěn)多諧振蕩器產生一滯后脈沖。這樣，無論位同步脈沖超前或滯后，都會分別送出超前或滯后脈沖加于分頻器的脈沖進行扣除或附加，因而達到相位調整的目的。PCM的位同步模塊器件功能實現：鑒相器（微分器和整流器）：通過微分和整流獲得接收碼元所有的過零點信息，得到接收碼元的相位。幀同步模塊的功能實現：4位計數器：進行幀同步檢測信號時，進行相應的移位檢測。8位鎖存器：進行數據的鎖存，延時。模擬比較器：進行相位的比較，檢測幀同步信號是否同步。單穩(wěn)多諧振蕩器：根據輸入信息產生相應的信號波形。反相器：進行信號的反相、放大、延時。與門：進行兩輸入信號的與運算。 仿真實現如下圖:3.5幀同步模塊的仿真實現3.25解時分復用模塊位同步信號和幀同步信號提取后還需要進行一系列延時和同步等才能作為接收端提取時分復用信號中兩路PCM信號的提取信號。在本次設計中用到的解時分復用模塊如圖3.6所示，其中，圖符286為幀同步系統(tǒng)，圖符287為位同步系統(tǒng)，圖符91、99、101、103為單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器，圖符97為D觸發(fā)器。圖3.6 解時分復用模塊系統(tǒng)圖3.2.6 PCM的譯碼器模塊PCM的譯碼器模塊的功能實現：鎖存器：經過串并轉換后的串行數字語音信號，每8bit為一個數據幀，必須經過鎖存才可以將數據并行送至D/A轉換器。鎖存器的使能端的時序控制應該與采樣時鐘一致，由于系統(tǒng)存在時延，在使能端通過設置初始相位解決后，送至D/A轉換器中。瞬時擴張器：實現與瞬時壓縮器相反的功能，由于采用A律壓縮，擴張也必須采用A律瞬時擴張器。低通濾波器：由于采用脈沖不可能是理想沖擊函數會引起孔徑失真，量化時也會帶來量化噪聲，及信號再生時引入的定時抖動失真，需要對再生信號進行幅度及相位的補償，同時濾除高頻分量，在這里使用與編碼模塊中相同的低通濾波器。具體實現見下圖:3.7譯碼設計模塊信號經過分接分成兩路信號，經過各自的鎖存器，然后通過D/A轉換,再經過瞬時擴展器，（此處必須采用與編碼模塊相對應的解擴方式），經過低通濾波器（此處的低通濾波器為減少信號失真采用與編碼模塊的一樣的濾波器）輸出信號。4 總電路圖綜合上述各個模塊，得到兩路PCM時分復用的系統(tǒng)圖如圖4所示。圖4.1 兩路PCM時分復用的系統(tǒng)圖5仿真波形第一路壓縮前與壓縮后的語音信號第二路壓縮前與壓縮后的語音信號幀同步信號波形圖第一路語音PCM信號波形圖第二路語音PCM信號波形圖合路語音PCM信號波形圖提取出的位同步信號波形圖提取出的幀同步信號波形圖第一路時隙信號波形第二路時隙信號波形還原后的第一路語音信號還原后的第二路語音信號仿真時采用幅值為1，頻率分別為1kHZ,1500HZ,2000HZ的正弦信號來模擬音頻信號。由圖可以看出，輸入和輸出的波形有一定的延時，失真較少，壓縮后，幅度很小的小信號的信噪比得到很大的改善。6 實物焊接與調試本次課程設計實物主體部分由我完成