【電氣工程及其自動化】24v100a開關(guān)電源設(shè)計

本科生畢業(yè)設(shè)計（論文）24V/100A開關(guān)電源設(shè)計二級學(xué)院信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院專業(yè)電氣工程及其自動化完成日期2014年5月10日A基礎(chǔ)理論B應(yīng)用研究C調(diào)查報告D其他目錄1緒論111引言112課題研究的背景及現(xiàn)狀113課題所做的工作22PWMDC/DC移相全橋變換器的分析221移相控制ZVSPWM全橋變換器的工作原理23ZVSDC/DC全橋變換器主電路設(shè)計實例731輸入整流濾波電路的選擇8311輸入濾波電容的設(shè)計9312輸入整流模塊的選擇1032單相逆變橋主功率開關(guān)管的選擇及其參數(shù)設(shè)計1133高頻變壓器的設(shè)計1134諧振電感的設(shè)計13341諧振電感值的確定1335輸出整流電路的選擇16351輸出整流二極管的選擇16352輸出濾波回路的設(shè)計174PWMDC/DC變換器控制、保護(hù)電路設(shè)計1841移相控制芯片UC38751942UC3875的電路參數(shù)設(shè)置20421開關(guān)頻率設(shè)置腳FREQSET21422斜坡補(bǔ)償設(shè)置腳SLOPE和RAMP21423死區(qū)時間設(shè)置腳DELAYSETAB,DELAYSETCD22424軟啟動設(shè)置腳SOFTSTART22425誤差放大器設(shè)置腳E/A,E/A,COMP23426電流檢測設(shè)置腳CS23427電源和輸出腳設(shè)置OUTAOUTD2543驅(qū)動電路的設(shè)計255總結(jié)26參考文獻(xiàn)27附錄2824V/100A開關(guān)電源設(shè)計摘要論文詳細(xì)的分析了移相全橋變換器的工作原理，主電路采用零電壓的軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；設(shè)計了整流濾波電路、逆變橋、高頻變壓器、輸出整流濾波電路，并給出主電路中各參量的設(shè)計及參數(shù)的計算方法；對移相控制芯片UC3875進(jìn)行詳細(xì)的分析和外圍電路設(shè)計；最后設(shè)計了一個24V/100A的開關(guān)電源。關(guān)鍵詞開關(guān)電源；移相控制；零電壓開關(guān)；UC387524V/100ASWITCHINGPOWERSUPPLYDESIGNABSTRACTPAPERDETAILEDANALYZEDTHEWORKINGPRINCIPLEOFTHEPHASESHIFTINGFULLBRIDGECONVERTERMAINCIRCUITADOPTSZEROVOLTAGESOFTSWITCHINGTOPOLOGYSTRUCTUREDESIGNOFTHERECTIFIERFILTERCIRCUIT,INVERTERBRIDGE,HIGHFREQUENCYTRANSFORMER,OUTPUTRECTIFIERFILTERCIRCUIT,ANDTHEDESIGNOFMAINCIRCUITOFEACHPARAMETERISGIVENANDTHECALCULATIONMETHODOFPARAMETERSADETAILEDANALYSISOFPHASESHIFTCONTROLCHIPUC3875ANDPERIPHERALCIRCUITDESIGNFINALLYDESIGNEDA24V/100ASWITCHINGPOWERSUPPLYKEYWORDSSWITCHINGPOWERSUPPLYPHASESHIFTINGCONTROLZEROVOLTAGESWITCHINGUC38751緒論11引言線性電源是先將交流電經(jīng)過變壓器降低電壓幅值，再經(jīng)過整流電路整流后，得到脈沖直流電，后經(jīng)濾波得到帶有微小波紋電壓的直流電壓。要達(dá)到高精度的直流電壓，必須經(jīng)過穩(wěn)壓電路進(jìn)行穩(wěn)壓。線性電源的優(yōu)點性能穩(wěn)定，沒有高頻紋波等干擾。線性電源的缺點發(fā)熱、能源利用率低，沒有超大功率的電源供選擇。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù),控制開關(guān)管開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構(gòu)成。主要特點1、體積小、重量輕由于沒有工頻變壓器，所以體積和重量只有線性電源的2030。2、功耗小、效率高功率晶體管工作在開關(guān)狀態(tài)，所以晶體管上的功耗小，轉(zhuǎn)化效率高。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，人們對電源的要求越來越高，開關(guān)電源被廣泛應(yīng)用于各個領(lǐng)域。12課題研究的背景及現(xiàn)狀20世紀(jì)60年代，開關(guān)電源的問世，使其逐步取代了線性穩(wěn)壓電源和SCR相控電源。50多年來，開關(guān)電源技術(shù)有了飛速的發(fā)展和變化，經(jīng)歷了功率半導(dǎo)體器件、高頻化和軟開關(guān)技術(shù)、開關(guān)電源系統(tǒng)的集成技術(shù)三個發(fā)展階段。自20世紀(jì)80年代開始，高頻化和軟開關(guān)技術(shù)的開發(fā)研究，使功率變換器性能更好、重量更輕、尺寸更小，高頻化和軟開關(guān)技術(shù)是過去20年國際電力電子界研究的熱點之一。開關(guān)電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應(yīng)用于以電子計算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。早期提出的軟開關(guān)變換器是諧振變換器，準(zhǔn)諧振變換器和多諧振變換器。從而實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開關(guān)ZVS或零電流開關(guān)ZCS，減小了開關(guān)損耗，提高了變換器的變換效率，開關(guān)頻率大大提高，減小了體積和重量。但是這些變換器的器件應(yīng)力大，循環(huán)能量大，而且要采用頻率調(diào)制，不利于優(yōu)化設(shè)計濾波器。為了保留諧振變換器的優(yōu)點，實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，同時采用PWM控制式，實現(xiàn)恒定頻率調(diào)節(jié)，利于優(yōu)化設(shè)計濾波器，90年代出現(xiàn)了零轉(zhuǎn)換變換器。所謂零轉(zhuǎn)換變換器，就是只是在開關(guān)管開關(guān)過程中變換器工作在諧振狀態(tài)，實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)或零電流開關(guān)，其他時間均工作在PWM控制方式下。我國開關(guān)電源起源于1970年代末期，到1980年代中期，開關(guān)電源產(chǎn)品開始推廣應(yīng)用。那時的開關(guān)電源產(chǎn)品采用的是頻率為20KHZ以下的PWM技術(shù)，其效率只能達(dá)到6070。經(jīng)過20多年的不斷發(fā)展，新型功率器件的研發(fā)為開關(guān)電源的高頻化莫定了基礎(chǔ)，功率MOSFET和IGBT的應(yīng)用使中、小功率開關(guān)電源工作頻率高達(dá)到400KHZAC/DC和1MHZDC/DC。軟開關(guān)技術(shù)的出現(xiàn)，真正實現(xiàn)了開關(guān)電源的高頻化，它不僅可以減少電源的體積和重量，而且提高了開關(guān)電源的效率。目前，采用軟開關(guān)技術(shù)的國產(chǎn)開關(guān)電源，其效率己達(dá)到93。但是，目前我國的開關(guān)電源技術(shù)與世界上先進(jìn)的國家相比仍有較大的差距。13課題所做的工作課題所做的具體工作如下1、分析移相控制ZVSPWM全橋變換器軟開關(guān)技術(shù)的基本工作原理，并分析實現(xiàn)軟開關(guān)的條件。2、對移相控制PWM全橋變換器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行電路設(shè)計，研究主電路中各參量的設(shè)計方法，包括輸入整流橋、逆變橋、輸出整流二極管的選型，輸入濾波電路電容的設(shè)計，高頻變壓器及諧振電感的設(shè)計，輸出濾波電路中濾波電感及濾波電容的設(shè)計。3、詳細(xì)分析移相控制芯片UC3875，選擇以UC3875來組成控制電路和保護(hù)電路，對驅(qū)動電路進(jìn)行設(shè)計與分析。4、根據(jù)開關(guān)電源原理和具體的參數(shù)要求設(shè)計出24V/100A的開關(guān)電源。2PWMDC/DC移相全橋變換器的分析移相PWM控制方式實際上是諧振變換技術(shù)與常規(guī)PWM變換技術(shù)的結(jié)合，移相全橋軟開關(guān)電路有效降低了電路的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲，減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器裝置提高開關(guān)頻率和效率降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時，還保持了常規(guī)的全橋PWM電路中拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔，控制方式簡單，開關(guān)頻率恒定，元器件的電壓和電流應(yīng)力小等一系列優(yōu)點。這種控制方式是近年來在全橋變換電路中廣泛應(yīng)用的一種軟開關(guān)控制方式。21移相控制ZVSPWM全橋變換器的工作原理移相控制全橋零電壓PWM軟開關(guān)的實際電路如圖1所示。移相控制全橋零電壓開關(guān)PWM變換器利用變壓器漏感或串聯(lián)電感和開關(guān)管的結(jié)電容或外接電容諧振，在不增加額外元器件的情況下，通過移相控制方式，實現(xiàn)功率開關(guān)管的零電壓導(dǎo)通與關(guān)斷。圖中Q1Q4是四支主功率管，D1D4為主功率管的反并聯(lián)二極管，C1C4為主功率管的結(jié)電容或外接電容，LR是諧振電感，包括變壓器的漏感，TR是輸出變壓器，其原副邊繞組匝數(shù)比KN1/N2,VD1和VD2是輸出整流二極管，LF和CF是輸出濾波電感和電容，RL是負(fù)載。輸入直流電源電壓為VIN，輸出直流電壓為VO。要實現(xiàn)開光管的零電壓開通，必須滿足下式E2122I22L2LE111INTRNINTRINAGINADVCVCVCCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN圖1移相控制全橋零電壓開關(guān)PWM變換器的主電路及其波形移相控制ZVSPWMDCDC全橋變換器一個周期內(nèi)有12個開關(guān)模態(tài)，每個時間段對應(yīng)的等效電路如圖2所示。在分析之前，先作如下假設(shè)1）所有開關(guān)管和二極管均為理想器件；2）所有電容，電感和變壓器均為理想元件；3）C1C3CLEAD，C2C4CLAG；4）LFLR/K21開關(guān)模態(tài)0（T0時刻）T0時刻對應(yīng)于圖2（A）。Q1和Q4導(dǎo)通。原邊電流由電源正經(jīng)Q1，諧振電感LR，變壓器原邊繞組以及Q4，最后回到電源負(fù)。DR1導(dǎo)通，DR2截止，原邊給負(fù)載供電。2開關(guān)模態(tài)1（T0T1時間段）T0T1時間段對應(yīng)于圖2B。在T0時刻關(guān)斷Q1，原邊電流從Q1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路中，給C1充電，同時給C3放電。由于有C1和C3，Q1是零電壓關(guān)斷。在這個時間段，諧振電感LR和濾波電感LF是串聯(lián)的，而且LF很大，因此可以認(rèn)為原邊電流IP近似不變，類似于一個恒流源。這樣原邊電流IP和電容C1，C3的電壓分別為IPTIPT0I0VC1TTT0LEAD12CIVC3TVTT0LEAD1在T1時刻，C3的電壓下降到零，Q3的反并二極管D3自然導(dǎo)通，從而結(jié)束這一時間段，該時段持續(xù)時間為T011INLEADIC23開關(guān)模態(tài)2（T1T2時間段）T1T2時間段對應(yīng)于圖2C。D3導(dǎo)通后，開通Q3。雖然這時候Q3被開通，但Q3并沒有電流流過，原邊電流由D3流通。由于是在D3導(dǎo)通時開通Q3，所以Q3是零電壓開通。Q3和Q1驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間TDLEADT01，即TDLEAD1INLEADIVC2在這一時間段里，電路處于一個很復(fù)雜的諧振過程。原邊電流等于折算到原邊的濾波電流，即IPTKTLF在2時刻，原邊電流下降到2。4開關(guān)模態(tài)3（T2T3時間段）T2T3時間段對應(yīng)于圖2D）。在T2時刻，關(guān)斷Q4，原邊電流IP由C2和C4兩條路徑提供，即原邊電流給電容C4充電，給電容C2放電。由于C2和C4的存在，Q4是零電壓關(guān)斷。此時VABVC4，VAB的極性由零變負(fù)，變壓器副邊繞組電勢下正上負(fù)，整流二極管DR2導(dǎo)通整流二極管DR1和DR2同時導(dǎo)通，將變壓器副邊繞組短接，這樣變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，VAB直接加在諧振電感LR上。因此在這一時間段，諧振電感LR和電容C2和C4發(fā)生諧振，原邊電流IP和電容C2，C4的電壓分別為IPTI2COSTT2VC4TZPI2SINTT2VC2TVINZPI2SINTT2其中，ZP,1。LAGR/CLLAGRCL在時刻T3，當(dāng)C4的電壓上升到VIN時，D2自然導(dǎo)通，從而結(jié)束這一時間段，該時段持續(xù)時間為T23SIN112PINIZ5開關(guān)模態(tài)4（T3T4時間段）T3T4時間段對應(yīng)于圖2E。在T3時刻，D2導(dǎo)通，將Q2的電壓箝在零電位，此時開通Q3就是零電壓開通。驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間TDLAGT23即TDLAGSIN112PINIZV雖然此時Q2己開通，但Q2不流過電流，原邊電流由D2流通。原邊諧振電感的儲能回饋給輸入電源。由于副邊兩個整流管同時導(dǎo)通，因此變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，這樣電源電壓VIN加在諧振電感兩端原邊電流線性下降，原邊電流為IPTIPT3TT3RINL到T4對刻，原邊電流從IPT3下降到零，二極管D2和D3自然關(guān)斷，Q2和Q3中將流過電流，從而結(jié)束這一時間段，該時段持續(xù)時間為T34LRIN3PVT6開關(guān)模態(tài)5（T4T5時間段）T4T5時間段對應(yīng)于圖2F。在T4時刻，原邊電流由正值過零，并且向負(fù)方向增加，此時Q2和Q3為原邊電流提供通路。由于原邊電流仍不足以提供負(fù)載電流，負(fù)載電流仍由兩個整流管提供回路，因此原邊繞組電壓仍然為零，加在諧振電感兩端的電壓是電源電壓VIN，原邊電流反向增加。原邊電流為IPTTT4RINLV到T5時刻，原邊電流達(dá)到折算到原邊的負(fù)載電流ILF5/N值，結(jié)束這一時間段。此時整流管DR1關(guān)斷，DR2流過全部負(fù)載電流。該時段持續(xù)時間為T45IN5LFRKVT7開關(guān)模態(tài)6（T5T6時間段）T5T6時間段對應(yīng)于圖2（G）。在這一時間段里，電源給負(fù)載供電，原邊電流為IPTTT5FR0INKLKTI5LF在時刻T6，Q3關(guān)斷，變壓器開始另一半個周期，其工作情況類似于上述的半個周期。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFUOCDLRABVIN（A）T0時刻（B）T0T1時刻CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFVOCDLRABVIN（C）T1T2時刻（D）T2T3時刻CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVIN（E）T3T4時刻（F）T4T5時刻CFDR1VINQ1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4BALRTRDR2DLFCVORLD2（F）T5T6時刻圖2各時間段等效電路圖3ZVSDC/DC全橋變換器主電路設(shè)計實例電源的設(shè)計指標(biāo)如下輸入交流電壓單相220VAC（2015，50HZ；10輸出電流100A；輸出電壓24V穩(wěn)壓型；開關(guān)頻率100KHZ；整機(jī)效率；90最大輸出功率3000W。電源的主電路結(jié)構(gòu)由輸入整流濾波電路，單相逆變橋，高頻變壓器及諧振電感，輸出整流濾波電路等四部分組成。31輸入整流濾波電路的選擇以下電路是將單相220V/50HZ交流輸入進(jìn)行整流和濾波，得到一個300V左右的平滑的直流電壓，供給后級DC/DC全橋變換器，如圖3所示。其中，繼電器和電阻R1組成了軟啟動電路，緩沖電源開機(jī)時出現(xiàn)過大的浪涌電流。開機(jī)時，通過R1給整流電路提供能量。啟動完成后，繼電器線圈閉合，常開觸點K1閉合，將R1短路，軟啟動結(jié)束。圖3輸入整流濾波電路由于開關(guān)電源的頻率都很高，故其主要缺點在于干擾大。在有些場合下輸入的交流電會有很大的干擾，例如開關(guān)電源的輸入和很多接觸器開關(guān)接在一起時，電源的輸出會產(chǎn)生很大的紋波。這是系統(tǒng)使用過程中不希望出現(xiàn)的缺陷。這些干擾主要有功率管的快速切換產(chǎn)生，通過電磁輻射、傳導(dǎo)、感性耦合和容性耦合等方式向外傳播。為了抑制這些干擾，制作過程中必須采取措施，將它們降低。就抑制傳導(dǎo)干擾而言，輸入、輸出端安裝濾波器是行之有效的辦法。圖3中，EMI1是輸入濾波器。它可以讓50HZ或低頻電流順利流過，而對高頻電流產(chǎn)生非常高的阻抗，能夠減小電源內(nèi)部對電網(wǎng)的干擾，同時又能抑制電網(wǎng)對電源的干擾。RECTIFIER是單相整流橋。C1和C2是電解電容，用來濾波及支撐母線電壓。R2和R3是靜態(tài)均壓電阻，用來均衡電解電容上的電壓。C3是高頻電容，用于吸收直流母線上的高頻電壓尖峰，進(jìn)而使輸入整流橋輸出一個平滑的直流電壓。311輸入濾波電容的設(shè)計對于中小功率電源來講，一般是采用單相220V交流輸入。交流電VLINE經(jīng)過全橋整流后得到脈動直流電壓VIN輸入濾波電容CIN用來平滑這一直流電壓。CIN的選擇比較關(guān)鍵，如果CIN太小，直流電壓VIN的脈動就會比較大。為了得到所需要的輸出電壓，需要過大的占空比調(diào)節(jié)范圍。同時，直流電壓VIN的最小值VINMIN也會較小，要求高頻變壓器的原副邊匝比較小，導(dǎo)致開關(guān)管的電流增大，輸出整流二極管的反向電壓增大；如果CIN太大，其充電電流脈沖寬度變窄，幅度增高，導(dǎo)致輸入功率因數(shù)降低，EMI電磁干擾增加，過高的輸入電流使得輸入整流管和濾波電容的損耗也增加。一般而言，下述經(jīng)驗算法比較合理在最低輸入交流電時，整流濾波后的直流電壓的脈動值VPP是最低輸入交流電壓峰值的2025取20?？梢园凑障旅娴牟襟E來計算CIN的容量1）輸入交流電的線電壓有效值的變化范圍即176V253V；MAXINLIELEV2線電壓峰值的變化范圍即249V358V；MAXMINLE2LI3整流濾波后直流電壓的最大脈動值單相輸入31VVLINE50P4整流濾波后的直流電壓即200V358V；MAXMILIN22LINEP（5輸入功率PIN32/IOUTP式中PIN為交流側(cè)輸入功率W；POUT為直流側(cè)輸出功率W；為電源的交換效率。為了保證整流濾波后的直流電壓最小值VINMIN符合要求，每個周期中CIN所提供的能量約為33MININFAPWI式中A為輸入交流電壓的相數(shù)，單相時，A1；WIN為每個周期中CIN所提供的能量J；FMIN為交流電網(wǎng)輸入的最小頻率HZ。根據(jù)公式（32）和（33）得074593MINIJFP每個半周期輸入濾波電容所提供的能量為3422122MINMININPLELEINVVCW因此輸入濾波電容容量為35372049722MININFPLE式中電容的單位為F；電壓的單位為V。根據(jù)式35所得的電容量和整流后的直流電壓最大值，參考電容生產(chǎn)MAXLINEV廠家提供的手冊，可以選用相應(yīng)的電解電容。如果計算出來的電容量較大，可采用多個電解電容并聯(lián)方式。如果要求電解電容耐壓過高，可采用多個電容串聯(lián)的方法。由于電解電容存在等效串聯(lián)電阻ESR和等效串聯(lián)電感ESL，變換器在吸收和回饋高頻電流時，電解電容上的直流電壓會產(chǎn)生高頻電壓尖峰，為了抑制高頻電壓尖峰，有必要在電解電容兩端并聯(lián)無極性小容量的高頻電容。根據(jù)手冊，取，F(xiàn)C420IN選美國MALLORY的的電解電容12個，2個串連，之后6組并聯(lián)。VF35014那么可計算出整流后的直流電壓的最小值VINMIN為36VCWVLINE210479262INMMIN312輸入整流模塊的選擇輸入二極管整流橋由于是工作在工頻工況下，因此可以是標(biāo)準(zhǔn)的慢恢復(fù)類型。選擇的標(biāo)準(zhǔn)包括最大峰值反向擊穿電壓，正向平均電流，最大浪涌電流和發(fā)熱條件等。對于單相整流橋，其二極管承受的最大反向電壓為，流過二極管的電MAX2INV流有效值為，一般考慮到溫升及輸入電壓的波動，取電流為其正向平均電2MAXINI流的152倍，電壓為反向最高峰值電壓的23倍。另外，整流橋需要一個散熱器來限制溫升。32單相逆變橋主功率開關(guān)管的選擇及其參數(shù)設(shè)計本電源考慮到功率器件的開關(guān)速度和驅(qū)動電路的簡潔，擬選用IGBT作為功率開關(guān)管來構(gòu)成全橋電路。IGBT，絕緣柵雙極型晶體管，是由BJT雙極型三極管和MOS絕緣柵型場效應(yīng)管組成的復(fù)合全控型電壓驅(qū)動式功率半導(dǎo)體器件,兼有MOSFET的高輸入阻抗和GTR的低導(dǎo)通壓降兩方面的優(yōu)點。GTR飽和壓降低，載流密度大，但驅(qū)動電流較大；MOSFET驅(qū)動功率很小，開關(guān)速度快，但導(dǎo)通壓降大，載流密度小。IGBT綜合了以上兩種器件的優(yōu)點，驅(qū)動功率小而飽和壓降低。1電壓定額的選擇為了防止電網(wǎng)瞬態(tài)電壓尖峰和開關(guān)管開關(guān)過程中造成的電壓尖峰擊穿IGBT，選擇這種器件時，如果主電路工作在硬開關(guān)條件下，其耐壓值不應(yīng)低于電路中漏源間最高可估算電壓的2倍。但本電源工作在零電壓開關(guān)條件下，因此其耐壓可降低到15倍。因此，單相交流輸入整流后的直流電壓一般在200400V之間，IGBT適合應(yīng)用于直流電壓為600V及以上的開關(guān)電源。2電流定額的選擇選擇電流容量要使電路中最大電流峰值漏極脈DMPKI沖電流幅值，并且實際功耗要保證管芯的結(jié)溫不會超過額定結(jié)溫。至于要多大的電流余量，要根據(jù)在具體電路中的實際情況和管子的可選規(guī)格來確定。另外，逆變橋需要一個散熱器來限制溫升。3開關(guān)頻率的選擇IGBT在用作開關(guān)器件時，應(yīng)注意自身損耗，其損耗主要由通態(tài)損耗和開關(guān)損耗組成，不同的開關(guān)頻率，通態(tài)損耗和開關(guān)損耗所占的比例不同。器件工作在開關(guān)頻率15KHZ以上時，開關(guān)損耗是主要的，此時通態(tài)損耗占的比例小，本電源開關(guān)頻率為100KHZ，IGBT應(yīng)選擇高頻短施尾電流系列。33高頻變壓器的設(shè)計高頻變壓器作為能量傳送、升降壓及電氣隔離的磁性元件，在開關(guān)電源中非常重要。其性能好壞不僅關(guān)系到變壓器本身的效率、發(fā)熱等問題，而且將決定著整個逆變器的技術(shù)性能，甚至導(dǎo)致功率管的損壞和逆變失敗4。因此，需要先對變壓器的設(shè)計方法作一分析。如311節(jié)所述的系統(tǒng)，采用全波整流輸出的開關(guān)電源，假設(shè)變壓器的效率為，選擇鐵氧體材料的磁芯，其工作磁場強(qiáng)度取，電流密度取95TB120M，K004，那么2/35CMAJCM140351204934124145004JKBFPJBFPMSMST考慮到磁芯的溫升及工作頻率，取EE型磁芯87X43X28MM，則AP6358CM4,AE812MM2，AW783MM2。為了防止共同導(dǎo)通，取占空比DMAX04，U1MINVINMIN，從而，初級繞組匝數(shù)為34102265MAXIN1PESABFUN故取匝。5PN那么初級繞組最大電流159023MIN10AXAUPIP初級繞組裸線面積84103522AXMJIAPX次級繞組匝數(shù)80182014/652EMSSBFUN故取NS2匝，從而帶中心抽頭的次級繞組的匝數(shù)2NS4匝，那么變壓器的變比為K25。在工程設(shè)計時，一般的經(jīng)驗算法是要求輸出濾波電感電流的最大脈動量為LFI最大輸出電流的20，即在輸出滿載電流的10的條件下，輸出電感電流應(yīng)保證連續(xù)。因此。AIILFX10100MA由于次級繞組帶中心抽頭，故次級繞組電流有效值為77MAX0IIS（那么次級繞組裸線面積）22X10357MJIAS考慮到趨附效應(yīng)的影響，實際一般選用的導(dǎo)線為多股漆包線并繞，或者選用銅排。變壓器的工作頻率為100KHZ，在此頻率下，銅導(dǎo)線的穿透深度為，M210因此繞組應(yīng)選用線徑小于042MM的銅導(dǎo)線。這里原邊采用由7股線徑為032MM的漆包線膠合而成的多股線6根并繞5匝，副邊采用由7股線徑為032MM的漆包線膠合而成的多股線20根并繞1匝，原副邊采用分層交叉繞法。我們知道，變壓器的漏感隨繞組間隙的增大而單調(diào)遞增，而且當(dāng)初次級寬度一樣時，可大大減小漏感和交流電阻，因此纏繞繞組的時候要對以上兩點進(jìn)行兼顧。核算窗口面積時，由于絞合的漆包線本身帶有絕緣層，故取填充系數(shù)KU02，則需要磁芯的窗口面積為78319202/3071/37652CWMAAW根據(jù)上述幾節(jié)的敘述，可知24V/100A的系統(tǒng)，其高頻變壓器的副邊輸出I0MAX為110A，原邊輸入U1MAX/IPMAX為358V/15A。由上所述，輸入整流二極管選取的是取電流為正向平均電流的A倍，即251A，電壓為反向最高峰值電壓的倍，即V。故選取IXYS公20163207416司的VB04008N06單相整流橋，其整流模塊的單管在1000C時的平均電流為20A，反向最高峰值電壓為800V。34諧振電感的設(shè)計341諧振電感值的確定諧振電感是一個高頻元件，是用來幫助實現(xiàn)滯后橋臂零電壓開關(guān)的。為了能夠提供足夠的能量來釋放功率開關(guān)管的輸出電容，以實現(xiàn)零電壓開關(guān)，諧振電感必須滿足式21，忽略變壓器的寄生電容，原式可變?yōu)?72R38ICVLINI由于MOSFET的輸出結(jié)電容C0SS不是一個恒定電容，而是一個非線性電容，且其容值是反比與其兩端電壓的平方根的，那么有38INDSOSINVC從而式37整理為39INDSOSINRIL238式中COSS為MOSFET的輸出結(jié)電容PFVDS為COSS的端電壓V。諧振電感LR的選擇應(yīng)考慮下述因素1為了在任意VIN時均能實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)，VIN應(yīng)取VINMAX；2考慮在1/3滿載以上時能實現(xiàn)零電壓開關(guān)。那么在1/3負(fù)載時，18537312AKIS由所選型號的MOSFET知其輸入電容COSS1500PF時VDS25V。那么有式39得053821853083821MAX21MAXRINDSOSINVICL取。5R由于諧振電感的電流是雙向流動的，其磁芯工作在一、三象限，所以是雙向勵磁的。為了減小鐵損，磁芯的工作磁密不宜取得太高，因此取諧振電感的工作磁密，變壓器原邊電流奉，從而由變壓器的設(shè)計可先確定磁芯的大TB120MAIP15小。44260420403510/1CMJKBFTILJKBFPAMSSPRMST考慮到磁芯的溫升及工作頻率，取EI型磁芯400X2725X1165MM，則AP23301CM4，AE148MM2，AW15744MM2。我們知道，對于磁性元件，當(dāng)時，電感工作于線性區(qū)，此時；SATPILL當(dāng)時，電感工作于飽和區(qū)，電感值從L突然下降至LS。ST線性電感、飽和電感LS和飽和電流ISAT均為恒量，他們的數(shù)值取決于繞組和磁路LL的物理參數(shù)。分別由下式計算310GOSESTLNBLISA311GELALLE22式中N為電感的繞組匝數(shù)；BS為磁性材料的飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度（T）；為磁性EL材料的總平均磁路長度M；為氣隙的總平均長度M；為磁心的有效導(dǎo)磁面積GLEAM2；為氣隙的磁導(dǎo)率，；為磁性材料磁導(dǎo)率，通常，線性0MH7014E工作區(qū)時，飽和工作區(qū)時約為。31E0因此，線性諧振電感的，而且設(shè)計時為了防止其飽和應(yīng)加氣隙。因此30E10和311可化簡為312GLNBI0313G2LALE那么由21、312和313可得電感飽和時所需的氣隙大小314202SA341INMOSGSETVCLBI鐵氧體磁芯的一般飽和磁密，把各己知量代入式314得TS610838620MBALSEINMOSG因此設(shè)氣隙為1MM，由式（313）得4351048567360REGLN取N6。從而核算諧振電感量為76104864327G20RLANLE核算諧振電感的飽和電流，由312得84761043730ALNBIGSSAT那么，因此不會進(jìn)入飽和工作區(qū)，符合要求。MAXSATPI由于諧振電感與變壓器的原邊串聯(lián)的，其流過的電流是一樣的，那么諧振電感也可以采用由7股線徑為032MM的漆包線膠合而成的多股線6根并繞6匝獲得。同樣取填充系數(shù)，則需要磁芯的窗口面積為20UK41573410/362MAAWCW因此滿足設(shè)計要求。35輸出整流電路的選擇輸出整流電路包括輸出整流二極管、輸出濾波電感、輸出濾波電容等，如圖4所示，其中，EMI2與圖3中的EMIL相類似，都是起到抗干擾濾波作用的，此處不再介紹。圖4高頻變壓器、諧振電感及輸出整流濾波電路351輸出整流二極管的選擇輸出整流二極管是工作在高頻狀況下的，因此應(yīng)選用快恢復(fù)二極管。本文所設(shè)計的電源，其變壓器的副邊采用全波整流電路，所以整流管的反向電壓為二倍的變壓器副邊電壓，即整流管上承受的最大反向電壓為。在整流管開關(guān)時，有一定的電壓震蕩，因此VKVDR21435/82/2MAXIN要考慮2倍的余量，可以選用2X14322864V的整流管。整流管流過的最大電流為，因此可選用MSC公司生產(chǎn)的MURP20040CT快恢復(fù)二級管，其電壓AI10AX0和電流定額為400V/200A。352輸出濾波回路的設(shè)計1輸出濾波電感值和輸出濾波電容值的確定在PWMDC/DC全橋變換器中，原邊的交流方波電壓經(jīng)過高頻變壓器變壓和輸出整流橋后，得到一個高頻直流方波電壓7。從輸出濾波器側(cè)看，其實際上類似于一個BUCK變換器，只是它的工作頻率為開關(guān)頻率的2倍。因此根據(jù)BUCK變換器關(guān)于輸出濾波電感和輸出濾波電容的設(shè)計，PWMDC/DC全橋變換器的輸出濾波電感值和電容值為315DLFINSFVKIFVLMAXIN00MIN012316DLFINOPSFFVLCMAXIN02MIN018式中為輸出濾波電感上的直流壓降初步假定其為15V；VD為輸出整流LFV二極管的通態(tài)壓降MURP20040CT的壓降為13V；為輸出電壓的峰峰值，OP一般規(guī)定200MV，此處取100MV。OP因此把各相關(guān)量代入得903153824101245FL因此取輸出濾波電感量FL3015382410126845FCF考慮到電解電容有寄生電阻，且電源的輸出電壓為100V，故選六個2200/100V的電解電容兩個串聯(lián)再并聯(lián)作為輸出濾波電容使用。F2輸出濾波電感的參數(shù)計算輸出濾波電感中流過的是一個具有較大直流分量且單向流動的電流，并疊加一個較小的交變分量，其頻率為200KHZ，因此磁芯的工作磁密可以取得較高，接近于飽和磁密。此處假定BM03T，變壓器副邊電流，與諧振電感的設(shè)計相AI10OMAX似，先確定磁芯的大小?？紤]到磁芯的溫升，取ETD型磁芯598X312X221MM，則AP174CM4，AE368MM2，AW473MM2。設(shè)氣隙為2MM，由式313得38103641670EGFLLN取N8。從而核算輸出濾波電感量為151023684720HLALGEF核算輸出濾波電感的飽和電流，由312得67810436730ALNBIGSSAT那么，因此不會進(jìn)入飽和工作區(qū)，符合要求。SATIMAX0輸出濾波電感電流有效值的最大值為110A，故可采用20根由7股線徑為032MM的漆包線膠合而成的多股線并繞8匝獲得。取填充系數(shù)KU02，則需要磁芯的窗口面積為。因此222CW473M450/30728AAW滿足設(shè)計要求。61403541644202MAXCJKBILPF4PWMDC/DC變換器控制、保護(hù)電路設(shè)計移相控制電路是高頻開關(guān)電源的重要組成部分，在很大程度上決定了開關(guān)電源的性能，其作用在于使全橋變換器的兩個橋臂開關(guān)管的導(dǎo)通角錯開一個角度，以獲得不同的占空比從而調(diào)節(jié)輸出電壓的高低。借助開關(guān)器件的輸出電容充放電，在輸出電容放電結(jié)束即電壓為零的狀態(tài)下完成零電壓開通。41移相控制芯片UC38751UC3875的電氣特性UC3875的相位控制體現(xiàn)為4個輸出端分別驅(qū)動T1T2、T3T4兩個半橋，都能單獨進(jìn)行導(dǎo)通延時即死區(qū)時間的調(diào)節(jié)控制，在該死區(qū)時間內(nèi)確保下一個導(dǎo)通管的輸出電容放電完畢，為即將導(dǎo)通的開關(guān)管提供零電壓開通的條件。其電氣特性如下1可實現(xiàn)0100占空比控制；2實用的開關(guān)頻率可達(dá)2MHZ；3兩個半橋輸出的導(dǎo)通延遲都可單獨編程，具有欠電壓鎖定UVLO功能和軟啟動控制功能；44個2A圖騰柱式輸出級，適用于電壓拓?fù)浜碗娏魍負(fù)洌?誤差放大器；Z10MH6具有獨立的過電流保護(hù)電路，可實現(xiàn)快速的故障保護(hù)。該保護(hù)電路可在70NS之內(nèi)關(guān)斷所有輸出端，鎖定后的過電流比較器在整個工作周期內(nèi)均可重新啟動。2UC3875的內(nèi)部結(jié)構(gòu)分析如圖5所示，VIN和VC分別是芯片的內(nèi)部邏輯電源和輸出驅(qū)動電源，分別對應(yīng)于信號地GND和功率地PWRGND；VREF是5V的精密基準(zhǔn)電源；OUTAOUTD為四路圖騰柱式輸出；DELAYAB和DELAYCD為同橋臂設(shè)置死區(qū)時間；FREQSET為頻率設(shè)置；CLOCKSYNC為多個芯片并聯(lián)工作時，提供時鐘/同步功能；SLOPE和RAMP分別為斜率設(shè)置和鋸齒波發(fā)生腳；SOFTSTART為芯片提供軟啟動功能；CS為電流檢測腳；EA、EA和COMP為誤差放大器。圖5UC3875內(nèi)部功能框圖UC3875的核心部分是移相控制信號發(fā)生電路。圖中高速振蕩器產(chǎn)生的時鐘信號分別送FF觸發(fā)器及斜坡發(fā)生器和或非門使其與之同步，信號經(jīng)FF觸發(fā)器二分頻后，從FF觸發(fā)器的Q和Q得到了兩路互補(bǔ)的方波信號。這兩路方波信號通過180延時電路為信號設(shè)置死區(qū)時間后從OUTA和OUTB輸出。因此OUTA和OUTB與振蕩時鐘信號同步。鋸齒波和誤差放大器的輸出信號進(jìn)行比較后，輸出一個方波信號，這個方波信號與振蕩時鐘信號經(jīng)過或非門同步后送給PWM閉鎖，PWM閉鎖的輸出與FF觸發(fā)器的輸出Q經(jīng)過異或門運算后，得到兩路互補(bǔ)的方波信號。Q180兩路方波信號通過延時電路為信號設(shè)置死區(qū)時間后從OUTC和OUTD輸出。OUTC和OUTD分別超前于OUTB和OUTA一個移相角，因此OUTC和OUTD控制全橋軟開關(guān)電路的超前橋臂，OUTB和OUTA控制滯后橋臂，移相角的大小由誤差放大器的輸出和鋸齒波的交截點決定。42UC3875的電路參數(shù)設(shè)置如圖6所示是UC3875各引腳連接電路?，F(xiàn)對各引腳電路的參數(shù)設(shè)計進(jìn)行說明。首先指出，本論文所要設(shè)計的電源的頻率是100KHZ的。圖6UC3875控制電路圖421開關(guān)頻率設(shè)置腳FREQSETFREQSET設(shè)置輸出級的開關(guān)頻率，其頻率決定于接在該腳與信號地GND腳之間的電阻和電容的數(shù)值?？梢酝ㄟ^下式近似計算得到頻率后，再校正頻率。416102TSRCF式中CT為開關(guān)頻率設(shè)置腳并聯(lián)電容；為開關(guān)頻率設(shè)置腳并聯(lián)電阻。FTR本文開關(guān)器件的開關(guān)頻率為；那么若取CT1000PF，那么由公式41得KHZ10，取，則得。振蕩器頻率基本上限定于200KHZ，KRT20RT2FS9因此參數(shù)滿足要求，可以使用。422斜坡補(bǔ)償設(shè)置腳SLOPE和RAMP接在SLOPE腳和VCC腳之間的電阻器阻值確定產(chǎn)生斜坡電壓的電流。即42SCSLOPERVI式中RS為斜坡補(bǔ)償電阻。RAMP腳為PWM比較器的輸入端，該腳和GND腳之間應(yīng)接入1只電容器。斜坡電壓的斜率由42決定43610DRSLOPECITV式中CR為斜坡補(bǔ)償電容。F根據(jù)UC3875電氣參數(shù)表可知，斜坡峰值鉗位電平額定值為41V，那么鋸齒波的額定峰值為54V，若如波形圖所式，則其斜率為39X105。因此由42和43式，取CR1000PF，那么RS128K，從而修正，得到其斜率為385X105，K13SR滿足要求參數(shù)可取。423死區(qū)時間設(shè)置腳DELAYSETAB,DELAYSETCD調(diào)整從該腳到GND的電流值，可以設(shè)定輸出級的導(dǎo)通延遲時間，即死區(qū)時間。電流值由外接電阻RTD控制，其死區(qū)時間由式44和45確定44TDELAYRVI45I12056對于式44中的ID限制其為。ADM2在開關(guān)電源中，為了減小關(guān)斷損耗，一般取死區(qū)時間，是功率FDTT32F開關(guān)管的關(guān)斷時間。本文所選MOSFET的關(guān)斷時間為216NS，因此取TD600NS。由文獻(xiàn)可知，從而得，那么，滿足要求參數(shù)可VDELAY52K24TDRAID10取。依據(jù)一般經(jīng)驗取。FCT01424軟啟動設(shè)置腳SOFTSTART只要VIN低于欠電壓鎖定門限值，軟啟動腳將保持地電位。當(dāng)VIN超過欠電壓鎖定門限值時，通過內(nèi)部電流源對電容充電，軟啟動腳的電壓將升高到48V左A9右。發(fā)生過電流故障時電流取樣CS腳電壓高于25V，軟啟動腳電壓將下降到地電位，然后再逐漸升高到48V。如果故障發(fā)生在軟啟動過程中，各輸出端立即變?yōu)榈碗娖?，并且在故障鎖存器復(fù)位以前，軟啟動電容必須充足電。其充放電時間由式46和47決定。46610CSSIVT476DSSIT式中為充電電壓，此處?。粸榉烹婋妷?，此處取CSVVVCS34508DS；為充電電流，此處?。粸榉烹婋娏?，此處取DS8314CSIAIS9I；為充、放電電容；為充電時間S；為放電時間S。AI20FCTDST從而取，那么，修整使，那么MSTCS5S105FS10MSTCS48。STDS61425誤差放大器設(shè)置腳E/A,E/A,COMP如圖6所示，COMP腳與E/A腳之間接一個補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，COMP電壓低于1V時，移相角將為零。E/A十腳通常接基準(zhǔn)電壓，以便與E/A一腳的取