鏈?zhǔn)絊TATCOM系統(tǒng)設(shè)計(jì)

1、2011-2012德州儀器c2000及mcu創(chuàng)新設(shè)計(jì)大賽項(xiàng)目報(bào)告題 目： 鏈?zhǔn)絪tatcom系統(tǒng)設(shè)計(jì) 學(xué)校： 西安交通大學(xué) 組別： 專(zhuān)業(yè)組 應(yīng)用類(lèi)別： 先進(jìn)控制類(lèi) 平臺(tái)： tms320f28335 鏈?zhǔn)絪tatcom系統(tǒng)設(shè)計(jì)岳小龍 馬路遙 張東（西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 西安 710049）摘要：本項(xiàng)目為基于串聯(lián)多電平技術(shù)的無(wú)功補(bǔ)償器設(shè)計(jì)，系統(tǒng)主要分為主電路和控制電路兩部分。主電路為三相電壓型逆變器，采用鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)，每相由2個(gè)h橋級(jí)聯(lián)構(gòu)成；控制電路以tms320f28335為核心處理器，采用軟件算法實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓均衡控制，根據(jù)反饋解耦控制算法和單級(jí)倍頻載波相移正弦脈寬調(diào)制技術(shù)，最終完成系統(tǒng)無(wú)功補(bǔ)

2、償控制。系統(tǒng)測(cè)試結(jié)果表明設(shè)計(jì)的可行性和可靠性。關(guān)鍵詞：無(wú)功補(bǔ)償；dsp；串聯(lián)多電平；cps-spwmdesign of cascade static synchronous compensatoryue xiaolong ma luyao zhang dong（college of electrical engineering , xian jiaotong university, xian 710049, china）abstract：in this paper, the var compensator design based on the technology of cascaded m

3、ultilevel is discussed. the system is divided into two parts: the main circuit and the control circuit. the main circuit is a three-phase voltage-type inverter based on the chain structure with two h-bridges in each phrase. in the control circuit, tms320f28335 is the core processor and realization o

4、f the balance control of the dc voltage is based on software arithmetic .the control of the var compensator is realized with the decoupling control algorithm and the unipolar dual-frequency carrier phase shifted-sinusoidal pulse width modulation(cps-spwm) technique. the results of experiment show th

5、at the design is feasible and reliable.key words: reactive power compensation; dsp; cascaded multilevel; cps-spwm目 錄1.引言42.系統(tǒng)方案52.1系統(tǒng)總體介紹52.2反饋解耦控制算法62.3無(wú)功電流檢測(cè)算法72.4直流側(cè)電壓控制方法82.5單極倍頻cps-spwm92.6系統(tǒng)控制算法框圖103.系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)113.1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖113.2主電路硬件設(shè)計(jì)113.2.1主電路結(jié)構(gòu)113.2.2主要參數(shù)計(jì)算113.3控制電路硬件設(shè)計(jì)133.3.1控制電路總體結(jié)構(gòu)133.3.2信號(hào)調(diào)

6、理電路133.3.3過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路143.3.4保護(hù)電路144.系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)154.1指令電流計(jì)算的軟件實(shí)現(xiàn)154.1.1主程序流程圖154.1.2捕獲中斷子程序流程圖174.1.3epwm1定時(shí)器中斷程序流程圖174.1.4狀態(tài)解耦控制及直流側(cè)電壓控制程序流程圖184.2pwm信號(hào)的生成195.系統(tǒng)創(chuàng)新216.評(píng)測(cè)與結(jié)論216.1測(cè)試方法與儀器216.2測(cè)試項(xiàng)目及結(jié)果226.2.1直流側(cè)電壓?jiǎn)?dòng)過(guò)程及控制效果226.2.2單級(jí)倍頻cps-spwm技術(shù)236.2.3無(wú)功補(bǔ)償效果測(cè)試246.2.4過(guò)流保護(hù)測(cè)試246.3結(jié)論24附錄251. 引言隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展，電力電子裝置的廣泛運(yùn)用，

7、電能質(zhì)量問(wèn)題日益嚴(yán)重。無(wú)功電流的存在，降低了供用電系統(tǒng)及負(fù)載的功率因數(shù)，增加了設(shè)備容量，增大了功率損耗。因此，無(wú)功補(bǔ)償在電力系統(tǒng)中就顯得越來(lái)越重要。靜止同步補(bǔ)償器(static synchronous compensator-statcom)，與傳統(tǒng)的無(wú)功補(bǔ)償設(shè)備相比，statcom的調(diào)節(jié)速度更快，運(yùn)行范圍更寬，而且在采取多重化、多電平或pwm技術(shù)等措施后可減少補(bǔ)償電流中諧波的含量。還有，statcom使用的電抗器和電容元件遠(yuǎn)比傳統(tǒng)設(shè)備中使用的元件要小，這將大大縮小裝置的體積和成本。本文采用串聯(lián)多電平技術(shù)，以ti公司tms320f28335為核心處理器，根據(jù)反饋解耦控制算法和單級(jí)倍頻載波相移正

8、弦脈寬調(diào)制方法，采用軟件算法實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償器直流側(cè)電壓均衡控制，設(shè)計(jì)了鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)的三相電壓源逆變器，每相2模塊5電平，構(gòu)成了鏈?zhǔn)絪tatcom系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)的無(wú)功補(bǔ)償。2. 系統(tǒng)方案 本設(shè)計(jì)的主要目的是實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)的無(wú)功補(bǔ)償，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，系統(tǒng)分為主電路和控制電路兩部分。主電路完成對(duì)電網(wǎng)無(wú)功功率的補(bǔ)償，控制電路實(shí)現(xiàn)無(wú)功補(bǔ)償?shù)膹?fù)雜控制算法。2.1 系統(tǒng)總體介紹系統(tǒng)總體電路結(jié)構(gòu)圖如圖2-1所示，無(wú)功補(bǔ)償裝置通過(guò)連接電感連接到電網(wǎng)公共連接點(diǎn)（pcc）。無(wú)功補(bǔ)償裝置分為主電路和控制電路兩大部分，其中主電路包括電壓源逆變器，直流儲(chǔ)能電容和連接變壓器或電抗器組成?？刂齐娐芬詃sp為核心處理器，包括信號(hào)調(diào)理電路

9、，過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路，保護(hù)電路等。圖2-1 系統(tǒng)總體電路結(jié)構(gòu)圖當(dāng)僅考慮基波頻率的時(shí)，statcom可以等效為幅值和相位均可以控制的一個(gè)與電網(wǎng)同頻率的交流電壓源，其單相等效電路如圖2-2所示。圖2-2 statcom的單相等效電路圖2-2等效電路中，理想情況下可將連接電抗器視為純電感（即r0），逆變器不必從電網(wǎng)吸收有功能量，此時(shí)與同相，僅改變的幅值大小即可控制statcom 從電網(wǎng)吸收的電流是超前還是滯后90度，并且能控制該電流的大小，電壓的工作向量圖如圖2-3所示。非理想情況與此類(lèi)似，調(diào)節(jié)statcom輸出端電壓的大小，即可調(diào)節(jié)輸出無(wú)功電流的大小和方向，實(shí)現(xiàn)無(wú)功補(bǔ)償。圖2-3 理想情況下電壓工作相

10、量圖2.2 反饋解耦控制算法在dq坐標(biāo)下，statcom的等值電路用以和為變量的方程表示如下：（2-1）將上面的表達(dá)式寫(xiě)成矩陣形式，變形處理，可得：（2-2）由此狀態(tài)方程可得和的控制策略如下（2-3）其中，、都是pi調(diào)節(jié)器的參數(shù)。根據(jù)此表達(dá)式，可以畫(huà)出解耦后的控制框圖，如圖2-4所示。圖2-4 statcom交流側(cè)反饋解耦控制框圖其中，無(wú)功電流控制目標(biāo)信號(hào)通過(guò)負(fù)載的無(wú)功檢測(cè)而來(lái)（算法詳見(jiàn)2.3節(jié)圖2-5）；有功電流控制的目標(biāo)信號(hào)由直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)器產(chǎn)生（詳見(jiàn)2.4節(jié)圖2-7）。算法的具體執(zhí)行過(guò)程如下：首先檢測(cè)串聯(lián)多電平逆變器輸出三相電流大小，dq變換之后即可得到和；同理，檢測(cè)三相電網(wǎng)電壓并進(jìn)行d

11、q變換，即可得到和；然后按照式2-3計(jì)算就可以得到控制信號(hào)和，再通過(guò)dq反變換，即可得到無(wú)功補(bǔ)償指令電流，即pwm調(diào)制所需的調(diào)制波信號(hào)。2.3 無(wú)功電流檢測(cè)算法無(wú)功檢測(cè)算法的結(jié)構(gòu)框圖如圖2-5所示。由于本產(chǎn)品采用三角形連接，故采集電路采集到的三相負(fù)載電流、和需要折算成線(xiàn)電流、才能計(jì)算指令電流。折算后電流做dq變換，對(duì)q軸低通濾波，即可得到圖2-5 無(wú)功檢測(cè)算法結(jié)構(gòu)框圖其中，電流折算的變換公式為：（2-4）abc三相坐標(biāo)到dq坐標(biāo)的變換矩陣如下：（2-5）上面的算法只包含基波正序分量，當(dāng)三相負(fù)載不對(duì)稱(chēng)時(shí)，三相負(fù)載電流不平衡，采用對(duì)稱(chēng)分量法對(duì)三相不平衡電流進(jìn)行分解，可得：（2-6）式中: 下標(biāo)0,

12、1, 2 分別表示零序、正序、負(fù)序分量; n為諧波次數(shù); 為初相角; m 分別等于0( a 相) , 1( b相) , 2( c 相) 。為維持三相平衡，必須補(bǔ)償負(fù)載電流中的零序分量與負(fù)序分量。對(duì)三相三線(xiàn)而言，零序電流為零。圖2-3所示的反饋解耦控制框圖中的無(wú)功檢測(cè)得到的控制目標(biāo)信號(hào)應(yīng)同時(shí)包含正序分量和負(fù)序分量，所以，在使用圖2-5所示算法檢測(cè)無(wú)功電流指令之前，需對(duì)檢測(cè)算法的輸入電流做相應(yīng)的變換，變換算法流程圖如圖2-6所示。圖2-6負(fù)載側(cè)電流變換算法流程圖折算后的負(fù)載電流、和，經(jīng)過(guò)dq變換，取其q軸分量做低通濾波，根據(jù)瞬時(shí)無(wú)功功率理論，濾波后得到正序基波無(wú)功分量，再經(jīng)逆dq變換，得到三相正序

13、基波無(wú)功分量、和；另一方面，、交換b、c 兩相，再經(jīng)過(guò)dq變換，分別對(duì)d軸分量、q軸分量做低通濾波。由于、和中的負(fù)序分量按a、c、b的相序排列可視為正序，根據(jù)瞬時(shí)無(wú)功理論，濾波后的結(jié)果為、和中負(fù)序基波的d軸分量與q軸分量，再經(jīng)dq逆變換便得到三相負(fù)序基波分量、和。需要注意的是，這里輸出三相電流的相序是按a、c、b排列的。最后，將三相基波正序無(wú)功分量與三相基波負(fù)序分量對(duì)應(yīng)相加，便得到了包含正序和負(fù)序分量的三相電流信號(hào)、和，作為圖2-5所示算法中的輸入信號(hào)。2.4 直流側(cè)電壓控制方法為了保證串聯(lián)多電平電能質(zhì)量控制器有良好的補(bǔ)償電流跟隨性能，必須將逆變器直流側(cè)電容電壓控制為一個(gè)適當(dāng)?shù)闹?。本設(shè)計(jì)中，直

14、流側(cè)電壓的控制分為兩層，第一層控制總的有功電流，第二層控制直流側(cè)各電容電壓均衡?？偟挠泄﹄娏骺刂品椒ㄈ鐖D2-7所示。其中，表示單個(gè)h橋電路模塊直流側(cè)電壓給定值；、分別表示檢測(cè)得到的abc三相中每相第i個(gè)h橋模塊直流側(cè)電壓值；n表示每相中有n個(gè)h橋模塊。圖2-7 總的有功電流控制直流側(cè)電容電壓均衡控制如圖2-8所示。工作原理為：將a相第一個(gè)h橋單相單元模塊直流側(cè)電壓與直流側(cè)電壓的平均值做差，之后與有功電流的符合函數(shù)相乘，經(jīng)過(guò)比例積分調(diào)節(jié)器（pi）調(diào)整，其輸出作為a相第一個(gè)h橋單相電路模塊電壓偏差指令。依次類(lèi)推分別求出a相其余h橋單元模塊電壓偏差指令，將a相pwm信號(hào)調(diào)制波與a相第一個(gè)h橋單元模塊

15、電壓偏差指令相乘，作為該模塊pwm調(diào)制波的微調(diào)指令，以此類(lèi)推得到a相其余h橋單相電路模塊pwm調(diào)制波的微調(diào)指令，b相、c相與此相同。圖2-8 直流側(cè)電容電壓均衡控制2.5 單極倍頻cps-spwm 設(shè)計(jì)中采用單極倍頻載波相移正弦脈寬調(diào)制，即單級(jí)倍頻cps-spwm。2h橋級(jí)聯(lián)式5電平逆變器的電路拓?fù)淙鐖D2-9所示，調(diào)制波反相法如圖2-10（a）所示，載波反相法如圖2-10（b）所示。對(duì)于調(diào)制波反相法而言，為第一個(gè)2h橋的載波信號(hào)，為第二個(gè)2h橋的載波信號(hào)；對(duì)于載波反相法，兩個(gè)2h橋共用調(diào)制波，和為第一個(gè)2h橋模塊的載波，和為第二個(gè)2h橋模塊的載波。在三角波與正弦波進(jìn)行比較的過(guò)程中，需要注意比較

16、結(jié)果與開(kāi)關(guān)管之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系，圖2-7中，t1為v1的控制脈沖序列，t2為v2的脈沖序列，t3為v5的脈沖序列，t4為v6的脈沖序列。圖2-9 2h橋級(jí)聯(lián)式逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（a）調(diào)制波反相法 （b）載波反相法圖2-10 單極倍頻cps-spwm調(diào)制示意圖2.6 系統(tǒng)控制算法框圖系統(tǒng)的控制算法結(jié)構(gòu)框圖如圖2-11所示。整個(gè)控制系統(tǒng)由四個(gè)部分組成，分別為指令電流檢測(cè)與運(yùn)算，指令電流跟蹤控制，直流側(cè)電壓控制和pwm信號(hào)生成。其中，指令電流檢測(cè)與運(yùn)算按圖2-4、圖2-5和圖2-6所示算法執(zhí)行，總的有功控制按圖2-7所示算法執(zhí)行，電壓均衡控制按圖2-8所示算法執(zhí)行，pwm信號(hào)按圖2-10所示方法調(diào)制。最

17、終，控制系統(tǒng)給出主電路開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)的無(wú)功補(bǔ)償。圖2-11 系統(tǒng)控制算法結(jié)構(gòu)框圖3. 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)3.1 系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖系統(tǒng)由主電路和控制電路兩部分組成，硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖3-1所示。主電路拓?fù)錇榇?lián)5電平逆變器；控制電路主要包括dsp控制器和基于fpga的24路pwm波形發(fā)生器等。圖3-1 系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖3.2 主電路硬件設(shè)計(jì)3.2.1 主電路結(jié)構(gòu)主電路與電網(wǎng)連接示意圖如圖3-1所示。鏈?zhǔn)絪tatcom的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有y型和型兩種，圖3-1中主電路為型連接。理論上鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)可以串聯(lián)無(wú)數(shù)個(gè)模塊，這就可以做到容量很大，而且模塊越多，電平數(shù)目也越多，裝置輸出的諧波含量就會(huì)變小。對(duì)于無(wú)

18、功補(bǔ)償裝置，一般采用y型連接，因?yàn)閥型連接裝置承受的是電網(wǎng)的相電壓，型連接裝置承受的是電網(wǎng)的線(xiàn)電壓。但連接在補(bǔ)償負(fù)序電流時(shí)有其優(yōu)勢(shì)。考慮到本文所設(shè)計(jì)裝置的控制算法中包含負(fù)序電流，所以主電路選擇型連接。其中每一相由2個(gè)具有獨(dú)立直流電容的2h橋功率單元組成，共需要6個(gè)模塊。 3.2.2 主要參數(shù)計(jì)算1) igbt參數(shù)設(shè)計(jì)采用無(wú)零序電流設(shè)計(jì)，根據(jù)圖3-2列寫(xiě)kcl方程，再加上以下約束條件： 可得：，得： ， 設(shè)計(jì)電感：ls=30mh（后面有詳細(xì)的計(jì)算） 圖3-2等效電路圖需要的母線(xiàn)電壓為。每相2個(gè)h橋模塊串聯(lián)，要求每個(gè)模塊直流側(cè)電壓為500v。選用40a/800v/2u 的igbt，工作在 20a（

19、峰值）/500v。2) 雙向晶閘管參數(shù)的設(shè)計(jì)雙向晶閘管的每個(gè)晶閘管只工作半個(gè)周波，其有效值是： 通態(tài)平均電流為。選用20a/1000v的雙向晶閘管，工作在5.9a/500v。3) 電容參數(shù)的設(shè)計(jì)根據(jù)設(shè)計(jì)公式得：其中，為電網(wǎng)電壓有效值；為電網(wǎng)角頻率；為并網(wǎng)逆變器輸出電流有效值?？紤]足夠的余量，取電容值。4) 連接電抗器參數(shù)的設(shè)計(jì)根據(jù)設(shè)計(jì)公式，在滿(mǎn)足穩(wěn)態(tài)指標(biāo)，電流過(guò)零時(shí)快速跟蹤電流要求以及滿(mǎn)足電流峰值時(shí)抑制諧波要求可得電感取值范圍：上式中，為逆變器輸出電壓，為電網(wǎng)線(xiàn)電壓峰值，為交流側(cè)基波電流峰值；為等效開(kāi)關(guān)周期，n為逆變橋個(gè)數(shù)，為諧波電流脈動(dòng)幅值最大允許值（取最大輸出電流峰值的20%），代入數(shù)據(jù)得

20、：最終取電感值30mh。3.3 控制電路硬件設(shè)計(jì)3.3.1 控制電路總體結(jié)構(gòu)控制電路是整個(gè)系統(tǒng)的重要組成部分，決定著裝置的正常運(yùn)行和功能實(shí)現(xiàn)?？紤]到整個(gè)系統(tǒng)對(duì)實(shí)時(shí)性的要求比較高，結(jié)合數(shù)字控制的一些特點(diǎn)，最終采用dsp+fpga的全數(shù)字控制方案，整個(gè)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3-3所示。其中，dsp選擇的是ti公司的tms320f28335，主要實(shí)現(xiàn)了基波電網(wǎng)電壓鎖相、指令電流運(yùn)算、直流側(cè)電壓控制、系統(tǒng)過(guò)壓、過(guò)流保護(hù)等功能；fpga選擇的是altera公司cyclone 系列的ep2c8q208c8n，主要實(shí)現(xiàn)pwm信號(hào)的產(chǎn)生；為了確保采樣的精度，沒(méi)有采用dsp內(nèi)部ad，而是選擇了ad公司的芯片ad765

21、6，這是一個(gè)16位ad芯片，有6個(gè)采樣通道，并行轉(zhuǎn)換，輸入信號(hào)范圍為。由于需要采樣的信號(hào)包括三相電網(wǎng)電壓、和三相電網(wǎng)電流、，statcom輸出電流、以及負(fù)載電流、，各2h橋直流側(cè)電容電壓共18路信號(hào)，故共需3片ad7656。圖3-3控制電路硬件結(jié)構(gòu)框圖3.3.2 信號(hào)調(diào)理電路在對(duì)被采樣信號(hào)做調(diào)理之前，需要完成電網(wǎng)電壓、負(fù)載電流、裝置輸出電流等信號(hào)的檢測(cè)。當(dāng)需采集的信號(hào)為電壓信號(hào)時(shí)，采用電壓傳感器lv-28p對(duì)信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換；當(dāng)需要采集的信號(hào)為電流信號(hào)時(shí)，采用電流傳感器lt108-s7對(duì)信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換。本裝置的信號(hào)調(diào)理電路分為兩級(jí)，第一級(jí)為抗混疊低通濾波器，主要作用是去除信號(hào)中的高頻分量，第二級(jí)為信

22、號(hào)放大電路，將濾波后的信號(hào)幅值調(diào)整到0-9v，輸入ad轉(zhuǎn)換器以完成信號(hào)采樣。信號(hào)調(diào)理電路如圖3-4所示。由于被采樣信號(hào)頻率為50hz，所以設(shè)計(jì)截止頻率為100hz的同相輸入一階低通濾波器，電路中各參數(shù)為r1=10k，r2=10k，r3=510，c1=0.1uf，第二級(jí)信號(hào)放大電路各參數(shù)為r5=6.2k，r6=6.6k，r8=20k。圖3-4 信號(hào)調(diào)理電路3.3.3 過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路算法中需要用到大量的dq變換和dq反變換，這些地方都需要相位同步，因此，準(zhǔn)確的鎖相對(duì)于實(shí)現(xiàn)控制算法具有很重大的作用。從硬件上來(lái)說(shuō)，要求電路能夠準(zhǔn)確檢測(cè)出正弦電網(wǎng)電壓信號(hào)的過(guò)零點(diǎn)，為后面采用軟件方法實(shí)現(xiàn)鎖相提供條件，過(guò)零

23、點(diǎn)檢測(cè)電路如圖3-5所示。圖3-5 過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路在該電路中，輸入信號(hào)為調(diào)理電路的輸出，其信號(hào)幅值大約為9v左右，因調(diào)理電路為反相輸出，所以再加入一個(gè)反相跟隨電路，恢復(fù)輸入信號(hào)相位的同時(shí)也實(shí)現(xiàn)信號(hào)隔離。將此輸出信號(hào)接入由lm311構(gòu)成的比較器，即可檢測(cè)出電網(wǎng)電壓的過(guò)零點(diǎn)。考慮電網(wǎng)電壓存在擾動(dòng)，所以將比較器設(shè)計(jì)為遲滯比較電路，滯后量由r13和r15的大小決定，取滯后量為1mv，根據(jù)圖3-5，可知滯后量的表達(dá)式為：為此，選取r15為，r13為。當(dāng)電路中輸入的正弦波信號(hào)高于零電壓時(shí)，由lm311的特性我們可知，輸出為5v高電平，當(dāng)電路中輸入的正弦波信號(hào)低于零電壓時(shí)，輸出則為低電平，通過(guò)該電路，將輸入

24、的正弦信號(hào)變?yōu)榉禐?v的方波信號(hào)，正弦波的過(guò)零點(diǎn)對(duì)應(yīng)方波信號(hào)的上升沿。dsp捕捉過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路輸出信號(hào)的上升沿，即可得到原正弦信號(hào)的過(guò)零點(diǎn)。3.3.4 保護(hù)電路對(duì)于過(guò)壓過(guò)流等故障情況，設(shè)計(jì)了相應(yīng)的保護(hù)電路，過(guò)壓過(guò)流保護(hù)電路如圖3-6所示。圖3-6保護(hù)電路保護(hù)電路的輸入端接信號(hào)調(diào)理電路的輸出，電路分為三級(jí)。第一級(jí)為lm324與二極管組成的取絕對(duì)值電路，將正負(fù)電壓轉(zhuǎn)化為正電壓以便進(jìn)行比較。但是，取信號(hào)絕對(duì)值電路輸出并不具備帶負(fù)載能力，因此需要在取決定值電路的輸出端加跟隨器，提高帶負(fù)載能力。第二級(jí)跟隨器電路由lm324構(gòu)成，其輸出接入由lm311組成的第三級(jí)比較電路。正常情況下，調(diào)理電路的輸出信號(hào)

25、幅值為0-8v，所以非故障情況下，輸入lm311的信號(hào)幅值最大為8v。因此，設(shè)置保護(hù)電路的電壓閾值為9v。該值由圖3-6中r21和r20的大小決定，具體數(shù)值為：選取r20為，r21為，此時(shí)對(duì)應(yīng)的電壓閾值為9v,對(duì)應(yīng)到實(shí)際系統(tǒng)中，過(guò)壓過(guò)流額度為12.5%。根據(jù)lm311輸出特性可知，當(dāng)輸入信號(hào)電壓幅值小于9v時(shí)，保護(hù)電路輸出為低電平，當(dāng)信號(hào)幅值高于9v時(shí)，輸出為高電平。dsp檢測(cè)此電路輸出信號(hào)的電平，即可確定是否進(jìn)入保護(hù)狀態(tài)。4. 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)軟件設(shè)計(jì)包括三個(gè)環(huán)節(jié)，首先就是對(duì)采樣信號(hào)按照反饋解耦的控制算法進(jìn)行處理，得到無(wú)功補(bǔ)償?shù)闹噶铍妷盒盘?hào)；然后根據(jù)指令電壓信號(hào)，按照單極倍頻cps-spwm的調(diào)

26、制方法生成驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的pwm信號(hào)；最后完成功率單元和控制單元之間通信，使兩部分之間可以進(jìn)行信息的交換。其中，每個(gè)單相的程序結(jié)構(gòu)主要由緩存單元、分頻單元、控制單元、增減計(jì)數(shù)器單元和收發(fā)模塊組成，共同協(xié)調(diào)完成向dsp發(fā)送直流電壓和工作狀態(tài)、產(chǎn)生多種頻率的信號(hào)、產(chǎn)生數(shù)字式的移相載波以及對(duì)這些信息的整合等一系列復(fù)雜任務(wù)。4.1 指令電流計(jì)算的軟件實(shí)現(xiàn)無(wú)功補(bǔ)償?shù)闹噶铍妷盒盘?hào)是通過(guò)反饋解耦控制算法計(jì)算得出的，程序主要分為主程序和定時(shí)器中斷程序兩部分。4.1.1 主程序流程圖主程序流程圖如圖4-1所示。圖4-1 主程序流程圖對(duì)于主程序，首先dsp接收各個(gè)h橋模塊的指令電壓信號(hào)、開(kāi)關(guān)周期信號(hào)等，同時(shí)發(fā)送各個(gè)h

27、 橋模塊的直流側(cè)電壓和工作狀態(tài)。通過(guò)分頻產(chǎn)生多種頻率的占空比為二分之一的方波信號(hào)，以代表著不同的信息含義。dsp接收到控制信息和h 橋模塊傳送來(lái)的狀態(tài)信息，對(duì)這些信息整合之后得出其他功能塊的控制信息指揮他們協(xié)調(diào)工作，將電路狀態(tài)報(bào)告給上位機(jī)。計(jì)數(shù)器產(chǎn)生數(shù)字式的移相載波，dsp將h橋模塊指令電壓信號(hào)與數(shù)字式的相移載波進(jìn)行比較，得出 h橋模塊開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)信號(hào)，并將這些信號(hào)轉(zhuǎn)換為不同頻率的方波，根據(jù)指令選擇相應(yīng)頻率的方波發(fā)送給h橋單元，同時(shí)將h橋模塊發(fā)送來(lái)的狀態(tài)信息和直流母線(xiàn)電壓信息進(jìn)行解碼，得出直流母線(xiàn)電壓值和狀態(tài)信息，并讀取直流母線(xiàn)電壓值和狀態(tài)信息從而做出決策。4.1.2 捕獲中斷子程序流程圖捕獲

28、中斷子程序如圖4-2所示，硬件電路實(shí)現(xiàn)了電網(wǎng)電壓過(guò)零點(diǎn)的檢測(cè)，此中斷就是由過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路輸出方波的上升沿觸發(fā)，以判斷是否進(jìn)入epwm1中斷和fpga使能。圖4-2 捕獲定時(shí)器中斷程序流程圖4.1.3 epwm1定時(shí)器中斷程序流程圖epwm1定時(shí)器中斷程序流程圖如圖4-3所示。進(jìn)入中段后，首先初始化各檢測(cè)量和dac通道，復(fù)位正弦表后讀取采樣值并判斷工作狀態(tài)。確定無(wú)故障并且開(kāi)關(guān)器件已準(zhǔn)備好后根據(jù)反饋解耦控制算法計(jì)算出指令電壓信號(hào)，通過(guò)一定的調(diào)整，即可得到pwm的調(diào)制波信號(hào)。圖4-3 epwm1定時(shí)器中斷程序流程圖4.1.4 狀態(tài)解耦控制及直流側(cè)電壓控制程序流程圖狀態(tài)解耦控制算法及直流側(cè)電壓控制算法

29、的軟件實(shí)現(xiàn)流程圖如圖4-4所示，根據(jù)2.2和2.6的分析，首先，進(jìn)行所需要的各電氣量的采樣，當(dāng)捕獲計(jì)數(shù)值達(dá)到一定要求后，計(jì)算dq變換所需要的數(shù)學(xué)量值及直流電壓控制所需要的電流、電壓量值，后對(duì)三相補(bǔ)償電流和電網(wǎng)電壓進(jìn)行dq變換，同時(shí)進(jìn)行指令電流運(yùn)算和pi調(diào)節(jié)，輸出量經(jīng)dq反變換即可得到指令電壓信號(hào)。圖4-4 狀態(tài)解耦控制程序流程圖4.2 pwm信號(hào)的生成這部分由fpga實(shí)現(xiàn)，dsp進(jìn)行控制。當(dāng)dsp通過(guò)地址譯碼選中fpga后，將三角波技術(shù)周期，計(jì)算所得指令電壓等數(shù)據(jù)送入fpga，按照單極倍頻cps-spwm的調(diào)制方法進(jìn)行處理運(yùn)算最終產(chǎn)生pwm信號(hào)，程序結(jié)構(gòu)框圖如圖4-5所示。圖4-5 用fpga

30、生成pwm信號(hào)程序結(jié)構(gòu)框圖其中，各模塊具體說(shuō)明如下：1) 譯碼模塊實(shí)現(xiàn)和dsp之間的連接和通信，由dsp通過(guò)地址信號(hào)譯碼選擇fpga并將數(shù)據(jù)傳送給fpga，數(shù)據(jù)包含三角載波計(jì)數(shù)周期和指令電壓數(shù)值。2) 鎖存模塊將dsp傳送過(guò)來(lái)的指令電壓信號(hào)進(jìn)行鎖存，鎖存時(shí)鐘信號(hào)由三角波計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)方向決定（加1計(jì)數(shù)時(shí)為0，減1計(jì)數(shù)時(shí)為1），保證比較器在產(chǎn)生pwm波時(shí)，三角載波的一個(gè)周期內(nèi)調(diào)制波信號(hào)數(shù)值不發(fā)生變化。3) 三角波發(fā)生器模塊產(chǎn)生多路具有一定相位差的等幅值等頻率三角波信號(hào)，作為pwm驅(qū)動(dòng)波的載波信號(hào)。三角波的產(chǎn)生我們采用計(jì)數(shù)器實(shí)現(xiàn)，以其中一個(gè)為例，就是計(jì)數(shù)從0開(kāi)始，按照clk進(jìn)行加1計(jì)數(shù)至計(jì)數(shù)最大值（

31、period），然后改計(jì)數(shù)方向?yàn)闇p1計(jì)數(shù)，減至0后重新開(kāi)始加1計(jì)數(shù)，如此循環(huán)即可得到周期性三角載波信號(hào)，由于各計(jì)數(shù)器最大計(jì)數(shù)值period相同，所以得到的三角波是等幅值等頻率的。至于各三角波之間的相位差，我們可以通過(guò)賦不同的計(jì)數(shù)初值和初始計(jì)數(shù)方向（加1或者減1計(jì)數(shù)）來(lái)實(shí)現(xiàn)。對(duì)于兩模塊串聯(lián)，參考圖2-10（b）可知，90度的相位差可以通過(guò)如下操作實(shí)現(xiàn)：第一個(gè)三角波計(jì)數(shù)初值為period的一半，進(jìn)行加1計(jì)數(shù)；第二個(gè)三角波計(jì)數(shù)初值為0，進(jìn)行加1計(jì)數(shù)；第三個(gè)三角波計(jì)數(shù)初值為period的一半，進(jìn)行減1計(jì)數(shù)；第四個(gè)三角波計(jì)數(shù)初值為period，進(jìn)行減1計(jì)數(shù)。4) 比較器模塊對(duì)調(diào)制信號(hào)和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)

32、生各開(kāi)關(guān)管所需的pwm波。5. 系統(tǒng)創(chuàng)新鏈?zhǔn)絪tatcom設(shè)計(jì)的關(guān)鍵之處是無(wú)功補(bǔ)償指令電流的計(jì)算和驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管pwm信號(hào)的調(diào)制。指令電流計(jì)算采用了反饋解耦控制算法，pwm信號(hào)生成采用單極倍頻cps-spwm技術(shù)，利用dsp的強(qiáng)大數(shù)據(jù)處理功能，完成了對(duì)電網(wǎng)的無(wú)功補(bǔ)償。系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵點(diǎn)與創(chuàng)新點(diǎn)如下：1) 串聯(lián)多電平技術(shù)一般來(lái)說(shuō)，大容量的器件只能工作在較低的開(kāi)關(guān)頻率下，而較高開(kāi)關(guān)頻率的器件只能應(yīng)用于小容量的電力電子裝置中，輸出功率的能力和開(kāi)關(guān)頻率之間是相互矛盾的。然而，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，將各模塊串聯(lián)使用，能夠使電能質(zhì)量控制器在很高的等效開(kāi)關(guān)頻率下，承受更高的電壓等級(jí)，輸出更大的功率，為電能質(zhì)量問(wèn)題提

33、供了一種很好的解決方案。2) 反饋解耦控制算法當(dāng)電網(wǎng)電壓基本維持恒定時(shí)，控制無(wú)功電流即可以實(shí)現(xiàn)對(duì)無(wú)功功率的調(diào)節(jié)。系統(tǒng)控制要求補(bǔ)償器輸出的電流能夠?qū)崟r(shí)跟蹤其指令電流的變化，反饋解耦的控制算法，是一種基于狀態(tài)解耦的pi控制策略，能夠很好的跟蹤突變的參考電流，使系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)無(wú)功補(bǔ)償?shù)墓δ堋?) 直流側(cè)電壓均衡控制直流側(cè)電壓穩(wěn)定是系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)無(wú)功補(bǔ)償?shù)闹匾疤釛l件，傳統(tǒng)的方法是增加額外的電路來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)直流側(cè)電壓的控制。本設(shè)計(jì)通過(guò)軟件算法，使直流側(cè)能夠通過(guò)各模塊h橋雙向開(kāi)關(guān)充電，從而在不增加額外硬件成本的情況下實(shí)現(xiàn)了直流側(cè)電壓的穩(wěn)定和均衡。4) 單級(jí)倍頻cps-spwm單級(jí)倍頻cps-spwm技術(shù)是一種適用于

34、大功率電力開(kāi)關(guān)變流器的優(yōu)秀調(diào)制策略，能夠在較低的器件開(kāi)關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)較高等效開(kāi)關(guān)頻率的效果，而且提高了裝置的容量，有效地減小輸出諧波，提高了整個(gè)裝置的信號(hào)傳輸帶寬。6. 評(píng)測(cè)與結(jié)論6.1 測(cè)試方法與儀器1) 測(cè)試儀器三相可編程電源，四通道示波器dpo3014等。2) 測(cè)試方法該裝置的主要功能是補(bǔ)償電網(wǎng)無(wú)功功率，測(cè)試內(nèi)容為以下四個(gè)方面。第一部分，觀(guān)察直流側(cè)電壓的啟動(dòng)過(guò)程，并測(cè)試各模塊直流側(cè)電壓的穩(wěn)定和均衡；第二部分，測(cè)試statcom輸出端電壓波形，驗(yàn)證單級(jí)倍頻cps-spwm調(diào)制方法的正確性；第三部分，測(cè)試在特定負(fù)載情況下，statcom輸出電壓電流波形，檢驗(yàn)系統(tǒng)的無(wú)功補(bǔ)償效果；第四部分，測(cè)試系

35、統(tǒng)過(guò)壓過(guò)流等故障情況下的保護(hù)功能。測(cè)試示意圖如圖6-1所示，第一部分對(duì)應(yīng)直流側(cè)各模塊電容電壓，第二部分對(duì)應(yīng)ca，cb，cc三點(diǎn)電壓波形，第三部分對(duì)應(yīng)sa，sb，sc三點(diǎn)電壓電流波形。圖6-1 測(cè)試點(diǎn)位置示意圖6.2 測(cè)試項(xiàng)目及結(jié)果6.2.1 直流側(cè)電壓?jiǎn)?dòng)過(guò)程及控制效果首先，測(cè)試直流側(cè)電壓的啟動(dòng)過(guò)程，共分為兩個(gè)步驟。第一步，在a、b、c三相h橋模塊各串聯(lián)一個(gè)的限流電阻，使變流器的開(kāi)關(guān)管igbt處于閉鎖狀態(tài)，利用與igbt開(kāi)關(guān)管的反并聯(lián)二極管實(shí)現(xiàn)不可控整流，從電網(wǎng)吸收有功功率，對(duì)h橋直流側(cè)電容充電，結(jié)束后，直流側(cè)電壓進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，即h橋模塊直流側(cè)電容電壓之和等于電網(wǎng)線(xiàn)電壓峰值；第二步，時(shí)間繼電器動(dòng)作將限流電阻短接，然后，解鎖整個(gè)變流器的開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖，利用pwm高頻整流繼續(xù)從電網(wǎng)吸收有功功率，將直流側(cè)電容電壓升高到給定值并穩(wěn)定在其附近。實(shí)驗(yàn)時(shí)，利用三相可編程電源模擬三相電網(wǎng)，若給定電網(wǎng)電壓為40v，第一階段為開(kāi)關(guān)管反并聯(lián)二極管不控整流階段，穩(wěn)定后h橋模塊直流側(cè)電壓為24.5v，當(dāng)h橋模塊直流側(cè)電壓值趨于穩(wěn)定以后控制繼電器動(dòng)作把限流電阻短接，進(jìn)入第二階段，即pwm高頻整流，實(shí)驗(yàn)波形如圖6-2所示。圖6-2 直流側(cè)電壓?jiǎn)?dòng)過(guò)程波形圖6-2給出了pwm高頻整流階段h橋模塊直流側(cè)電壓的實(shí)驗(yàn)波形，兩個(gè)h橋模塊的直流側(cè)電壓恒定上升到給定值75v附近。當(dāng)h橋單相