電子信息系統(tǒng)中常用放大電路

1、第八章 電子信息系統(tǒng)中常用放大電路引言在電子信息系統(tǒng)中，常常需要將通過傳感器或其它途徑所采集的小信號進行放大才能進行運算、濾波等處理，往往也需要將信號進行轉換或進一步放大或功率放大。 本章將介紹幾種常用的預處理放大電路、信號轉換電路、功率放大電路、集成功率放大電路及鎖相環(huán)在信號轉換電路中的應用。8.1 預處理放大電路8.1.1 儀表用放大器集成儀表用放大器，也稱為精密放大器，用于弱信號放大。一、儀表用放大器的特點在測量系統(tǒng)中，通常都用傳感獲取信號，即把被測物理量通過傳感器轉換為電信號，然后進行放大。因此，傳感器的輸出是放大器的信號源。然而，多數(shù)傳感器的等效電阻均不是常量，它們隨所測物理量的變化

2、而變。這樣，對于放大器而言，信號源內阻是變量，根據(jù)電壓放大倍數(shù)的表達式可知，放大器的放大能力將隨信號大小而變。為了保證放大器對不同幅值信號具有穩(wěn)定的放大倍數(shù)，就必須使得放大器的輸入電阻 ，愈大，因信號源內阻變化而引起的放大誤差就愈小。此外，從傳感器所獲得的信號常為差模小信號，并含有較大共模部分，其數(shù)值有時遠大于差模信號。因此，要求放大器應具有較強的抑制共模信號的能力。綜上所述，儀表用放大器除具備足夠大的放大倍數(shù)外，還應具有高輸入電阻和高共模抑制比。二、基本電路集成儀表用放大器的具體電路多種多樣，但是很多電路都是在圖8.1.1所示電路的基礎上演變而來。根據(jù)運算電路的基本分析方法，在圖8.1.1所

3、示電路中，因而所以輸出電壓 (8.1.1)設，則 (8.1.2)當，由于，中電流為零，輸出電壓?？梢姡娐贩糯蟛钅Ｐ盘?，抑制共模信號。差模放大倍數(shù)數(shù)數(shù)值愈大，共模抑制比愈高。當輸入信號中含有共模噪聲時，也將被抑制。三、集成儀表用放大器圖8.1.2所示為型號用INA102（AD8221）的集成儀表用放大器，圖中各電容均為相位補償電容。第一級電路由和組成，與圖8.1.1所示電路中的和對應，電阻、和與圖8.1.1中的對應，、與圖8.1.1中的對應，第二級電路的電壓放大倍數(shù)為1。INA102的電源和輸入級失調調整引腳接法如圖8.1.3所示，兩個電容為去耦電容。改變其它管腳的外部接線可以改變第一級電路的

4、增益，分為1、10、100和1000四種情況，接法如表8.1.1所示。INA102的輸入電阻可達，共模抑制比為100dB，輸出電阻為，小信號帶寬為300kHz ；當電源電壓±15V時，最大共模輸入電壓為±12 .5V。表8.1.1 INA102集成儀表用放大器增益的設定增益引腳連接增益引腳連接16和71003和6和7102和6和710004和7，5和6四、應用舉例圖8.1.4所地為采用PN結溫度傳感器的數(shù)字式溫度計電路，測量范圍為分辨率為0.1。電路由三部分組成，如圖中所標注。圖中、D和構成測量電橋，D為溫度測試元件，即溫度傳感器。電橋的輸出信號接到集成信表放大器INA10

5、2的輸入端進行放大。構成的電壓跟隨器，起隔離作用。電壓比較器驅動電壓表，實現(xiàn)數(shù)字化顯示。設放大后電路的靈敏度為,則在溫度從時，輸出電壓的變化范圍為2V，即從-0.5+1.5V。當INA102的電源電壓為±18V時，可將INA102的引腳、連接在一起，設定儀表放大器的電壓放在倍數(shù)為10，因而儀表放器的輸出電壓范圍為-5+15V。根據(jù)運算電路的分析方法，可以求出、輸出電壓的表達式為 (8.1.3)改變滑動端的位置可以改變放大電路的電壓放大倍數(shù)，從而調整數(shù)字電壓表的顯示數(shù)據(jù)。8.1.2 電荷放大器某些傳感器屬于電容性傳感器，如壓電式加速度傳感器、壓力傳感器等。這類傳感器的阻抗非常高，呈容性

6、，輸出電壓很微弱；它們工作時，將產生正比于被測物理量的電荷量，且具有較好的線性度。積分運算電路可以將電荷量轉換成電壓量，電路如圖8.1.5所示。電容性傳感器可等效為因存儲電荷而產生的電動勢與一個輸出電容串聯(lián)，如圖中虛線框內所示。、和電容上的電量q之間的關系為 (8.1.4) 在理想運放條件下，根據(jù)“虛短”和“虛斷”的概念，為虛地。將傳感器對地的雜散電容C短路，消除因C而產生的誤差。集成過放A的輸出電壓將式（8.1.4）代入，可得 （8.1.5）為了防止因長時間充電導致集成運放飽和，常在并聯(lián)電阻，如圖8.1.6所示。并聯(lián)后，為了使 ，傳感器輸出信號頻率不能過低，f應大于。在實用電路中，為了減少傳

7、感器輸出電纜的電容對放大電路的影響，一般常將電荷放大器裝在傳感器內；而為了防止傳感器在過載時有較大的輸出，則在集成運放輸入端加保護二極管；如圖8.1.6所示。8.1.3 隔離放大器在遠距離信號傳輸?shù)倪^程中，常因強干擾的引入使放大電路的輸出有著很強的干擾背景，甚至將有用信號淹沒，造成系統(tǒng)無法正常工作。將電路的輸入側和輸出側在電氣上完全隔離的放大電路稱為隔離放大器。它既可切斷輸入側和輸出側電路間的直接聯(lián)系，避免干擾混入輸出信號，又可使有用信號暢通無阻。目前集成隔離放大器有變壓器耦合式、光電耦合式和電容耦合式三種。這里僅就前兩種電路簡單加以介紹。一、變壓器耦合式變壓器耦合放大電路不能放大變化緩慢的直

8、流信號和頻率很低的交流信號。在隔離放大器中，在變壓器的輸入側，將輸入電壓與一個具有較高固定頻率的信號混合（稱為調制）；經變壓器耦合，在輸出側，再將調制信號還原成原信號（稱為解調），然后輸出；從而達到傳遞直流信號和低頻信號的目的。可見，變壓器耦合隔亢放大器通過調制和解調的方法傳遞信號。調制和解調技術廣泛用于無線電廣播、電視發(fā)送和接收以及其它通信系統(tǒng)之中。圖8.1.7所示為型號是AD210的變壓器耦合隔離放大器，其引腳及其功能如表8.1.2所示，為了閱讀方便，表中引腳號與圖8.1.7所示對應。圖中為輸入放大電路，可以同相輸入，也可以反相輸入，分別構成同相比例運算電路或反相比例運算電路，從而設定整個

9、電路的增益，增益數(shù)值為1100。的輸出信號經調制電路與振蕩器的輸出電壓波形混合，然后通過變壓器耦合到輸出側，再經解調電路還原，最后通過構成的電壓跟隨器輸出，以增強帶負載能力。振蕩器的輸出通過變壓器耦合到輸入側，經電源電路變換為直流電，為和調制電路供電；振蕩器的輸出通過變壓器耦合輸出側，經電源電路變換為直流電，為和解調電路供電；而振蕩器由外部供電。表8.1.2 AD210變壓器耦合隔離放大器的引腳及其功能引腳號功能引腳號功能16輸入放大電路的輸出端用于接入反饋1電路輸出端17反相輸入端2輸出側公共端19同相輸入端3輸出側正電源18輸入側公共端4輸出側負電源14輸入側正電源29外接的電源電壓15輸

10、入側負電源30外接電源的公共端由此可見，輸入側、輸出側和持蕩器的供電電源相互隔離，并各自有公共端。這類隔離放大器稱為三端口隔離電路，其額定隔離電壓高達2500V。此外，還有二端口電路，這類電路的輸出側電源和振蕩器電源之間有直流通路，而它們與輸入側電源相互隔離。在變壓器隔離放大器中，變壓器的制作，應采用盡量降低匝電容、使繞組嚴格對稱、在初、次級間加屏蔽等工藝手段來減小外界磁場的影響，增強隔離效果。二、光電耦合式圖8.1.8所示為型號是ISO100的光耦合放大器，由兩個運放和、兩個恒流源和以及一個光電耦合器組成。光電耦合器由一個發(fā)光二極管LED和兩個光電二極管和組成，起隔離作用，使輸入側和輸出側沒

11、有電通路。兩側電路的電源與地也相獨立。ISL100的基本接法如圖8.1.9所示和為外接電阻，調整它們可以改變增益。若和所受光照相同，則可以證明8.1.4 放大電路中的干擾和噪聲及其抑制措施在微弱信號放大時，干擾和噪聲的影響不容忽視。因此，常用抗干擾能力和信號噪聲比作為性能指標來衡量放大電路這方面的能力。一、干擾的來源及抑制措施較強的干擾常常來源于高壓電網、電焊機、無線電發(fā)射裝置（如電臺、電視臺等）以及雷電等，它們所產生的電磁波或尖峰脈沖通過電源線、磁耦合或傳輸線間的電容進入放大電路。因此，為了減小干擾對電路的影響，在可能的情況應遠離干擾源，必要時加金屬屏蔽罩；并且在電源接入電路之處加濾波環(huán)節(jié)，

12、通常將一個的鉭電容和一個獨石電容并連接在電源接入處；同時，在已知干擾的頻率范圍的情況下，還可在電路中加一個合適的有源濾波電路。二、噪聲的來源及抑制措施在電子電路中，因電子無序的熱運動而產生的噪聲，稱為熱噪聲；因單位時間內通過PN結的載流子數(shù)目的隨機變化而產生的噪聲，稱為散彈噪聲；上述兩種噪聲的功率頻譜均為均勻的。此外，還有一種頻譜集中的低頻段且與頻率成反比的噪聲，稱為閃爍噪聲或1/f噪聲。晶體三極管和場效應管中存在上述三種噪聲，而電阻中僅存在熱噪聲和1/f噪聲。若設放大器的輸入和輸出信號的功率分別為和，輸入和輸出的噪聲功率為和，則噪聲系數(shù)定義為或 (8.1.6)因為，故可以將式（8.1.6）改

13、寫為 (8.1.7)在放大電路中，為了減小電阻產生的噪聲，可選用金屬膜電阻，且避免使用大阻值電阻；為了減小放大電路的噪聲，可選用低噪集成運放；當已知信號頻率范圍時，可加有源濾波電路；此外，在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，可提高放大電路輸出量的取樣頻率，剔除異常數(shù)據(jù)取平均值的方法，減小噪聲影響。8.2 信號轉換電路8.2.1 電壓-電流轉換電路在控制系統(tǒng)中,為了驅動執(zhí)行機構，如記錄儀、繼電器等，常需要將電壓轉換成電流；而在監(jiān)測系統(tǒng)中，為了數(shù)字化顯示，又常將電流轉換成電壓，再接數(shù)字電壓表。在放大電路中引入合適的反饋，就可實現(xiàn)上述轉換。一、電壓-電流轉換電路圖8.2.1所示為實現(xiàn)電壓-電流轉換的基本原理電路。由于

14、電路引入了負反饋，,負載電流 （8.2.1）與成線性關系。由于圖8.2.1所示電路中的負載沒有接地點，因而不適用于某些應用場合。圖8.2.2所示為實用的電壓-電流轉換電路。由于電路引入了負反饋，構成同相求和運算電路，構成電壓跟隨器。圖中，因此 （8.2.2）將式（8.2.2）代入上式，上的電壓所以 （8.2.3）二、電流-電壓轉換電路圖8.2.3所示為電流-電壓轉換電路。在理想運放條件下，輸入電阻，因而，故輸出電壓 （8.2.4）應當指出，因為實際電路的不可能為零，所以比大得愈多，轉換精度愈高。8.2.2 精密整流電路將交流電轉換為直流電，稱為整流。精密整流電路的功能是將微弱的交流電壓轉換成直

15、流電壓。整流電路的輸出保留輸入電壓的形狀，而僅僅改變輸入電壓的相位。當輸入電壓為正弦波時，半波整流電路的輸出電壓波形如圖8.2.4中所示，全波整流電路的輸出電壓波形如圖8.2.4中所示。在圖8.2.5(a)所示的一般半波整流電路中，由于二極管的伏安特性如圖(b)所示，當輸入電壓幅值小于二極管的開啟電壓時，二極管在信號的整個周期均處于截止狀態(tài)，輸出電壓始終為零。即使幅值足夠大，輸出電壓也只反映大于的那部分電壓的大小。因此，該電路不能對微弱信號整流。圖8.2.6(a)所示為半波精密整流電路。當時，必然使集成運放的輸出，從而導致二極管導通，截止，電路實現(xiàn)反相比例運算，輸出電壓 （8.2.5）當時，必

16、然使集成運放的輸出，從而導致二極管導通，截止，中電流為零，因此輸出電壓。和的波形如圖(b)所示。如果設二極管的導通電壓為0.7V，集成運放的開環(huán)差模放大倍數(shù)為50萬倍，那么為使二極管導通，集成運放的凈輸入電壓同理可估算出為使導通集成運放所需的凈輸入電壓，也是同數(shù)量級?？梢姡灰斎腚妷菏辜蛇\放的凈輸入電壓產生非常微小的變化，就可以改變和工作狀態(tài)，從而達到精密整流的目的。圖8.2.6 (b)所示波形說明當時，當時。可以想象，若利用反相求和電路將與負半周波形相加，就可實現(xiàn)全波整流，電路如圖8.2.7(a)所示。分析由所組成的反相求和運算電路可知，輸出電壓當時，；當時，；所以 （8.2.6）故圖8

17、.2.7(a)所示電路也稱為絕對值電路。當輸入電壓為正弦波和三角波時，電路輸出波形分別如圖(b)和(c)所示。【例8.2.1】分析圖8.2.8所示電路輸出電壓與輸入電壓間的關系，并說電路功能。解：當時，二極管D截止，故，使，因而。當時，D導通，為虛地，故。因此電路的功能是實現(xiàn)精密全波整流，或者說構成|絕對值電路。通過精密整流電路的分析可知，當分析含有二極管(或三極管、場效應管)的電路時，一般應首先判斷管子的工作狀態(tài)，然后求解輸出與輸入間的函數(shù)關系。而管子的工作狀態(tài)通常決定于輸入電壓(如整流電路)或輸出電壓(如壓控振蕩電路)的極性。8.2.3 電壓-頻率轉換電路電壓-頻率轉換電路(VFC)的功能

18、是將輸入直流電壓轉換成頻率與其數(shù)值成正比的輸出電壓，故也稱為電壓控制振蕩電路(VCO)，簡稱壓控振蕩電路。通常，它能夠輸出矩形波?？梢韵胂螅绻魏我粋€物理量通過傳感器轉換成電信號后，經預處理變換為合適的電壓信號，然后去控制壓控振蕩電路，再用壓控振蕩電路的輸出驅動計數(shù)器，使之在一定時間間隔內記錄矩形波個數(shù)，并用數(shù)碼顯示，那么都可以得到該物理量的數(shù)字式測量儀表，如圖8.2.9所示。因此，可以認為電壓-頻率轉換電路是一種模擬量到數(shù)字量的轉換電路，即模-數(shù)轉換電路。電壓-頻率轉換電路廣泛應用于模擬-數(shù)字信號的轉換、調頻、遙控遙測等各種設備之中。其電路形式很多，這里僅對基本電路加以介紹。一、由集成運放

19、構成的電壓-頻率轉換電路1.電荷平衡式電路圖8.2.10所示為電荷平衡式電壓-頻率轉換電路的原理框圖，它由積分器和滯回比較器組成，S為電子開關，受輸出電壓的控制。設，；的高電平為，的低電平為；當時S閉合，當時S斷開。若初態(tài)，S斷開，積分器對輸入電流積分，且，隨時間逐漸上升；當增大到一定數(shù)值時，從躍變?yōu)?，使S閉合，積分器對恒流源電流I與的差值積分，且I與的差值近似為I，隨時間下降；因為，所以下降速度遠大于其上升速度；當減小到一定數(shù)值時，從躍變?yōu)?，回到初態(tài)，電路重復上述過程，產生自激振蕩，波形如圖(b)所示。由于，可以認為振蕩周期。而且，數(shù)值愈大，愈小，振蕩頻率f愈高，因此實現(xiàn)了電壓-頻率轉換，或

20、者說實現(xiàn)了壓控振蕩。以上分析說明，電流源I對電容C在很短時間內放電(或稱反向充電)的電荷量等于在較長時間內充電(或稱正向充電)的電荷量，故稱這類電路為電荷平衡式電路。圖8.2.11所示為一種電荷平衡式電壓-頻率轉換電路，虛線左邊為積分器，右邊為滯回比較器，二極管D的狀態(tài)決定于輸出電壓，電阻起限流作用，通常。滯回比較器的電壓傳輸特性如圖8.2.12所示，輸出電壓的高、低電平分別為和， 閾值電壓。設初態(tài)，由于，D截止，的輸出電壓和同相輸入端的電位分別為隨時間增長線性增大，同相輸入端的電位也隨之上升。當過時，輸出電壓從躍變?yōu)?，導致D導通。積分器實現(xiàn)求和積分，若忽略二極管導通電阻，則由于，的下降速度幾

21、乎僅僅決定于，而且迅速下降至，使得從躍變?yōu)?，電路回到初態(tài)。上述過程循環(huán)往復，因而產生自激振蕩，波形如圖8.2.10(b)所示，振蕩周期。由于積分起始值為，終了值為，時間常數(shù)為，故可求出電路的振蕩周期T和頻率f： （8.2.7） （8.2.8）可見，振蕩頻率正比于輸入電壓的數(shù)值。2.復位式電路復位式電壓-頻率轉換電路的原理框圖如圖8.2.13所示，電路由積分器和單限比較器組成，S為模擬電子開關，可由三極管或場效應管組成。設輸出電壓為高電平時S斷開，為低電平時S閉合。當電源接通后，由于電容C上電壓為零，即，使，S斷開，積分器對積分，逐漸減?。灰坏┻^基準電壓，將從躍變?yōu)椋瑢е耂閉合，使C迅速放電至零

22、，即，從而從躍變?yōu)?；S又斷開，重復上述過程，電路產生自激振蕩，波形如圖(b)所示。愈大，從零變化到所需時間愈短，振蕩頻率也就愈高。圖8.2.14所示為復位式電壓-頻率轉換電路，讀者可比照圖8.2.13所示原理框圖分析該電路，其振蕩周期T和頻率f為 （8.2.9） （8.2.10）二、集成電壓-頻率轉換電路集成電壓-頻率轉換電路分為電荷平衡式(如AD650、VFC101)和多諧振蕩器式(如AD654)兩類，它們的性能比較見表8.2.1。表8.2.1 集成電壓-頻率轉換電路的主要性能指標指標參數(shù)單位AD650AD654滿刻度頻率MHz10.5非線性%0.0050.06電壓輸入范圍V-1000（VS

23、-4）（單電源供電）-VS（VS-4）（雙電源供電）輸入阻抗k250250×103電源電壓范圍V±9±18單電源供電：4.53.6雙電源供電：±5±18電源電流最大值mA83表中參數(shù)表明，電荷平衡式電路的滿刻度輸出頻率高，線性誤差小，但其輸入阻抗低，必須正、負雙電源供電，且功耗大。多諧振蕩器式電路功耗低，輸入阻抗高，而且內部電路結構簡單，輸出為方波，價格便宜，但不如前者精度高。很多集成電壓-頻率轉換電路均可方便地實現(xiàn)頻率-電壓轉換，如型號為AD650和AD654的集成電路，這里不再詳細介紹。8.3 功率放大電路8.3.1 變壓器耦合功率放大電路

24、傳統(tǒng)的功率放大電路為變壓器耦合式電路。如圖8.3.1所示。由于采用了兩只晶體管，在信號的正、負半周交替導通工作，因此也叫變壓器耦合乙類推挽功率放大電路。在圖8.3.1所示電路中，設晶體管b-e間的開啟電壓可忽略不計，和 管的特性完全相同，輸入電壓為正弦波。當輸入電壓為零時，由于和的發(fā)射結電壓為零，均處于截止狀態(tài)，因而電源提供的功率為零，負載上電壓也為零，兩只管子的管壓降均為。當輸入信號使變壓器副邊電壓極性為上 “+”下“-”時，管導通， 管截止，電流如圖中實線所示；當輸入信號使變壓器副邊電壓極性為上“-”下“+”時，管導通，管截止，電流如圖中虛線所示。同類型管子(和)在電路中交替導通的方式稱為

25、“推挽”工作方式。8.3.2 無輸出變壓器的功率放大電路變壓器耦合功率放大電路的優(yōu)點是可以實現(xiàn)阻抗變換，缺點是體積龐大、笨重、消耗有色金屬，且效率較低，低頻和高頻特性均較差。無輸出變壓器的功率放大電路(簡稱為OTL電路)用一個大容量電容取代了變壓器，如圖8.3.2所示。雖然圖中為NPN型管，為PNP型管，但是它們的特性對稱。靜態(tài)時，前級電路應使基極電位為，由于和特性對稱，發(fā)射結電位也為，故電容上的電壓為，極性如圖8.3.2所標注。設電容容量足夠大，對交流信號可視為短路；晶體管b-e間的開啟電壓可忽略不計；輸入電壓為正弦波。當時，管導通，管截止，電流如圖8.3.2中實線所示，由和 組成的電路為射

26、極輸出形式，；當時，管導通，管截止，電流如圖8.3.2中虛線所示，由和組成的電路也為射極輸出形式，；故電路輸出電壓跟隨輸入電壓。由于一般情況下功率放大電路的負載電流很大，電容容量常選為幾千微法，且為電解電容。電容容量愈大，電路低頻特性將愈好。但是，當電容容量增大到一定程度時，由于兩個極板面積很大，且卷制而成，電解電容不再是純電容，而存在漏阻和電感效應，使得低頻特性不會明顯改善。8.3.3 無輸出電容的功率放大電路在集成運算放大電路一章中所介紹的互補輸出級摒棄了輸出電容，如圖8.3.3所示，稱為無輸出電容的功率放大電路，簡稱OCL電路。在OCL電路中，和特性對稱，采用了雙電源供電。靜態(tài)時，和均截

27、止，輸出電壓為零。設晶體管b-e間的開啟電壓可忽略不計；輸入電壓為正弦波。當時，管導通，管截止，正電源供電，電流如圖8.3.3中實線所示，電路為射極輸出形式，；當時，管導通，管截止，負電源供電，電流如圖8.3.3中虛線所示，電路也為射極輸出形式，；可見電路實現(xiàn)了“和交替工作，正、負電源交替供電，輸出與輸入之間雙向跟隨”。不同類型的兩只晶體管(和)交替工作、且均組成射極輸出形式的電路稱為“互補”電路，兩只管子的這種交替工作方式稱為“互補”工作方式。8.3.4 橋式推挽功率放大電路在OCL電路中采用了雙電源供電，雖然就功放而言沒有了變壓器和大電容，但是在制作負電源時仍需用變壓器或帶鐵芯的電感、大電

28、容等，所以就整個電路系統(tǒng)而言未必是最佳方案。為了實現(xiàn)單電源供電，且不用變壓器和大電容，可采用橋式推挽功率放大電路，簡稱BTL電路，如圖8.3.4所示。圖中四只管子特性對稱，靜態(tài)時均處于截止狀態(tài)，負載上電壓為零。設晶體管b-e間的開啟電壓可忽略不計；輸入電壓為正弦波，假設正方向如圖中所標注。當時，和管導通，和管截止，電流如圖8.3.4中實線所示，負載上獲得正半周電壓；當時，和管導通，和管截止，電流如圖8.3.4中虛線所示，負載上獲得負半周電壓，因而負載上獲得交流功率。BTL電路所用管子數(shù)量最多，難于做到四只管子特性理想對稱：且管子的總損耗大，必然使得轉換效率降低；電路的輸入和輸出均無接地點，因此

29、有些場合不適用。綜上所述，OTL、OCL和BTL電路中晶體管均工作在乙類狀態(tài)，它們各有優(yōu)缺點，且均有集成電路，使用時應根據(jù)需要合理選擇。8.3.5 輸出電壓與輸出電流的擴展電路集成運放選定后,其參數(shù)便確定,可以通過附加外部電路來提高它某方面的性能。一、提高輸出電壓為使輸出電壓幅值提高，勢必要將運放的電源電壓提高，然而集成運放的電源電壓是不能任意改變的，因而電源電壓的提高有一定的限度。為此，常采用在運放輸出端再接一級由較高電壓電源供電的電路，來提高輸出電壓幅值，圖8.3.5所示就是這類電路。設圖中集成運放的電源電壓為，。當集成運放的輸入電壓時，其輸出電壓，因而和點的電位分別為、，和點的電位差。

30、若忽略與管的b-e間電壓，則、，可見對運放A來說，其供電電壓仍為。當有輸入信號時，說明兩路供電電源的差值與無信號時相同，但是，由于，使得輸出電壓的幅值變大了，可達二十幾伏。值得注意的是，雖然運放供電電源電壓總值沒變，但實際上，當時，運放的正電源電壓約為22.5V，負電源電壓約為-7.5V，這將使運放的參數(shù)產生一些變化。二、增大輸出電流為了使負載上獲得更大的電流，可在運放的輸出端加一級射極輸出器或互補輸出級，如圖8.3.6所示。8.4 集成功率放大電路OTL、OCL和BTL電路均有各種不同輸出功率和不同電壓增益的多種型號的集成電路。應當注意，在使用OTL電路時，需外接輸出電容。為了改善頻率特性，

31、減小非線性失真，很多電路內部還引入深度負反饋。本節(jié)以低頻功放為例，講述集成功放的電路組成、工作原理、主要性能指標和典型應用。8.4.1 集成功率放大電路分析LM386是一種音頻集成功放，具有自身功耗低、電壓增益可調整、電源電壓范圍大、外接元件少和總諧波失真小等優(yōu)點，廣泛應用于錄音機和收音機之中。一、LM386內部電路LM386內部電路原理圖如圖8.4.1所示，與通用型集成運放相類似，它是一個三級放大電路，如點劃線所劃分。第一級為差分放大電路，和、和分別構成復合管，作為差分放大電路的放大管；和組成鏡像電流源作為和的有源負載；信號從和管的基極輸入，從管的集電極輸出，為雙端輸入單端輸出差分電路。根據(jù)

32、第三章關于鏡像電流源作為差分放大電路有源負載的分析可知，它可使單端輸出電路的增益近似等于雙端輸出電路的增益。第二級為共射放大電路，為放大管，恒流源作有源負載，以增大放大倍數(shù)。第三級中的和管復合成PNP型管，與NPN型管構成準互補輸出級。二極管和為輸出級提供合適的偏置電壓，可以消除交越失真。利用瞬時極性法可以判斷出，引腳2為反相輸入端，引腳3為同相輸入端。電路由單電源供電，故為OTL電路。輸出端(引腳5)應外接輸出電容后再接負載。電阻從輸出端連接到的發(fā)射極，形成反饋通路，并與和構成反饋網絡，從而引入了深度電壓串聯(lián)負反饋，使整個電路具有穩(wěn)定的電壓增益。二、LM386的電壓放大倍數(shù)當引腳1和8之間開

33、路時，由于在交流通路中管發(fā)射極近似為地，和上的動態(tài)電壓為反饋電壓，近似等于同相輸入端的輸入電壓。即為二分之一差模輸入電壓，于是可寫出表達式為反饋系數(shù)所以電路的電壓放大倍數(shù) （8.4.1）因為,所以 （8.4.2）將、和的數(shù)據(jù)代入，可得。 設引腳1和8之間外接電阻為R，則 （8.4.3）當引腳1和8之間對交流信號相當于短路時， （8.4.4）將和的數(shù)據(jù)代入，。所以，當引腳1和8之間外接不同阻值的電阻時，的調節(jié)范圍為，因而增益約為。實際上，在引腳1和5(即輸出端)之間外接電阻也可改變電路的電壓放大倍數(shù)。設引腳1和5之間外接電阻為，則 （8.4.5）應當指出，在引腳1和8(或者1和5)外接電阻時，應

34、只改變交流通路，所以必須在外接電阻回路中串聯(lián)一個大容量電容。三、LM386的引腳圖LM386的外形和引腳的排列如圖8.4.2所示。引腳2為反相輸入端，3為同相輸入端；引腳5為輸出端；引腳6和4分別為電源和地；引腳1和8為電壓增益設定端；使用時在引腳7和地之間接旁路電容，通常取10F。8.4.2 集成功率放大電路的主要性能指標集成功率放大電路的主要性能指標除最大輸出功率外，還有電源電壓范圍、電源靜態(tài)電流、電壓增益、頻帶寬、輸入阻抗、輸入偏置電流、總諧波失真等。LM386-1和LM386-3的電源電壓為412V，LM386-4的電源電壓為518V。因此，對于同一負載，當電源電壓不同時，最大輸出功率

35、的數(shù)值將不同；當然，對于同一電源電壓，當負載不同時，最大輸出功率的數(shù)值也將不同。已知電源的靜態(tài)電流(可查閱手冊)和負載電流最大值(通過最大輸出功率和負載可求出)，可求出電源的功耗，從而得到轉換效率。幾種典型產品的性能如表8.4.1所示。表8.4.1中所示電壓增益均在信號頻率為1kHz條件下測試所得。應當指出，表中所示均為典型數(shù)據(jù)，使用時應進一步查閱手冊,以便獲得更確切的數(shù)據(jù)。表8.4.1 幾種集成功放的主要參數(shù)型號LM3864LM2877TDA1514ATDA1556電路類型OTLOTL（雙通道）OCLBTL（雙通道）電源電壓范圍/V5.0186.024±10±306.01

36、8靜態(tài)電源電流/mA455680輸入阻抗/k501000120輸出功率/W14.54822電壓增益/dB264670（開環(huán)）89（開環(huán)）30（閉環(huán)）26（閉環(huán)）頻帶寬/kHz300（1，8開路）0.02250.0215增益頻帶寬積/ kHz65總諧波失真/%（或dB）0.2%0.07%-90dB0.1%8.4.3 集成功率放大電路的應用一、集成OTL電路的應用圖8.4.3所示為LM386的一種基本用法，也是外接元件最少的一種用法，為輸出電容。由于引腳1和8開路，集成功放的電壓增益為26dB，即電壓放大倍數(shù)為20。利用可調節(jié)揚聲器的音量。R和串聯(lián)構成校正網絡用來進行相位補償。靜態(tài)時輸出電容上電壓

37、為，LM386的最大不失真輸出電壓的峰-峰值約為電源電壓。設負載電阻為，最大輸出功率表達式為 （8.4.6）此時的輸入電壓有效值的表達式為 （8.4.7）當、時，。圖8.4.4所示為LM386電壓增益最大時的用法，使引腳1和8在交流通路中短路，使；為旁路電容；為去耦電容，濾掉電源的高頻交流成分。當、時，與圖8.4.4所示電路相同，仍約為1W； 但是，輸入電壓的有效值卻僅需28.3mV。 圖8.4.5所示為LM386的一般用法，凡改變了LM386的電壓增益，讀者可自行分析其、和。這里不贅述。二、集成OCL電路的應用 圖8.4.6所示為TDA1521的基本用法。TDA1521為2通道OCL電路，可

38、作為立體聲擴音機左、右兩個聲道的功放。其內部引入了深度電壓串聯(lián)負反饋，閉環(huán)電壓增益為30 dB，并具有待機、凈噪功能以及短路和過熱保護等。查閱手冊可知，當、時，若要求總諧波失真為0.5%，則。由于最大輸出功率的表達式為可得最大不失真輸出電壓，其峰值約為13.9V，可見功放輸出電壓的最小值約為2.1V。當輸出功率為時，輸入電壓有效值。三、集成BTL電路的應用TDA1556為2通道BTL電路，與TDA1521相同，也可作為立體聲擴音機左右兩個聲道的功放，圖8.4.7所示為其基本用法，兩個通道的組成完全相同。TDA1556內部具有待機、凈噪功能，并有短路、電壓反向、過電壓、過熱和揚聲器保護等。TDA

39、1556內部的每個放大電路的電壓放大倍數(shù)均為10，當輸入電壓為時，的凈輸入電壓，；的凈輸入電壓，；因此，電壓放大倍數(shù)電壓增益。為了使最大不失真輸出電壓的峰值接近電源電壓，靜態(tài)時，應設置放大電路的同相輸入端和反相輸入端電位均為，輸出端電位也為，因此內部提供的基準電壓為。當由零逐漸增大時，從逐漸增大，從逐漸減??；當增大到峰值時，達到最大值，達到最小值，負載上電壓可接近。同理，當由零逐漸減小時，和的變化與上述過程相反；當減小到負峰值時，達到最小值，達到最大值，負載上電壓可接近。因此，最大不失真輸出電壓的峰值可接近電源電壓 。查閱手冊可知，當、時，若總諧波失真為0.1%，則。最大不失真輸出電壓，其峰值

40、約為13.3V，因而內部放大電路輸出電壓的最小值約為1.1V。為了減小非線性失真，應增大內部放大電路輸出電壓的最小值，當然勢必減小電路的最大輸出功率。8.5 鎖相環(huán)及其在信號轉換電路中的應用鎖相環(huán)路誕生于20世紀30年代，40年代普遍應用于電視機的同步電路之中；到50年代，由于開始用于空間技術，大大促進了人們對鎖相環(huán)路及其理論的研究，推動了鎖相技術的發(fā)展。自60年代以來，鎖相技術在通信、航天、測量、電視、原子能、電機控制等領域，能夠高性能地完成信號的提取、信號的跟蹤與同步、模擬和數(shù)字通信中的調制和解調、頻率的合成、噪聲過濾等功能，已經成為電子設備中常用的基本部件之一。為了便于調整、降低成本和提

41、高可靠性，目前已有多種不同性能的集成鎖相環(huán)電路。按電路形式可分為模擬和數(shù)字兩種電路，本節(jié)對模擬鎖相環(huán)及其典型應用加以簡單介紹。8.5.1 鎖相環(huán)的組成和工作原理一、鎖相環(huán)的基本組成鎖相環(huán)(簡稱PLL)是一種反饋控制系統(tǒng)。也是閉環(huán)跟蹤系統(tǒng)，其輸出信號的頻率跟蹤輸入信號的頻率。當輸出信號頻率與輸入信號頻率相等時，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，故稱為鎖相環(huán)路，簡稱鎖相環(huán)。鎖相環(huán)的原理框圖如圖8.5.1所示，它由鑒幅器(簡稱PD)、環(huán)路濾波器(簡稱LF)和壓控振蕩器三部分組成。鑒相器也稱為相位比較器，它能將輸入信號與輸出信號(也就是反饋信號)的相位差檢測出來，并將其轉換成為電壓信號，稱為誤差電

42、壓；因而鑒相器是一個相位差電壓轉換電路。環(huán)路濾波器一般為低通濾波器，用于濾除鑒相器輸出電壓中的高頻分量和干擾信號，從而獲得壓控振蕩器的輸入控制電壓。壓控振蕩器是電壓頻率轉換電路，其振蕩頻率決定于，也就決定于。設振蕩角頻率為瞬時相位為，則 (8.5.1) (8.5.2)設輸出信號的角頻率為，輸入信號的角頻率為，則和的角頻率差為根據(jù)式(6.4.2)瞬時相位差為若，則 (8.5.3)式(8.5.3)表明，當輸出信號和輸入信號頻率相等時，它們的瞬時相位差為一常量；而且，若瞬時相位差為一常量，則輸入信號和輸出信號頻率相等。因此，鎖相環(huán)能夠在一定范圍內，使輸出信號和輸入信號保持固定的相位差(并由此而得名)

43、，從而達到輸出信號頻率跟蹤輸入信號頻率的目的。二、鎖相環(huán)各部分的特點利用模擬乘法器作為鑒相器，可以將輸入信號和壓控振蕩器的輸出信號之間的相位差轉換成誤差電壓，并使它們成比例關系。電路如圖8.5.2所示。設輸入電壓為(8.5.4)輸出電壓為 (8.5.5)為壓控振蕩器在輸入控制電壓為零或直流電壓時的振蕩角頻率，稱為固有振蕩角頻率。則模擬乘法器的輸出電壓為經低通濾波器濾去上式的第一項，即則和的和頻部分；可得有用的誤差電壓，即和的差頻部分，也就是壓控振蕩器的輸入控制電壓，為 (8.5.6)整理可得(8.5.7)式中為環(huán)路的瞬時相位差。式(8.5.7)表明具有正弦特性，如圖8.5.3所示。壓控振蕩器的

44、壓控特性為 (8.5.8)為壓控增益，或稱為壓控靈敏度。當不為純直流量時，起調頻作用，壓控振蕩器的振蕩頻率以為中心頻率而產生變化，與應在較大范圍內成線性關系，如圖8.5.4所示。由式(8.5.6)、(8.5.7)可知對兩邊求微分，可得出幾個頻差的關系式，微分后得當輸入電壓為確定頻率時，右式第二項為0，得出即 (8.5.9)式中，稱為固有頻差；稱為瞬時頻差；，稱為控制頻差。式(8.5.9)表明，閉環(huán)時任何時刻的瞬時頻差與控制頻差的代數(shù)和等于固有頻差。若固有頻差為一常量，則控制頻差愈大，瞬時頻差將愈??；當控制頻差等于固有頻差時，瞬時頻差為零，鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)。可見鎖相環(huán)的鎖定條件是 (8.5.1

45、0)此時不再隨時間變化，而成為常量，因此環(huán)路濾波器的輸出為直流電壓。三、鎖相環(huán)的工作原理根據(jù)上面分析，鑒相器輸出的有效誤差電壓為 (8.5.11)是一個無直流分量的正弦差拍信號。若大于低通濾波器的上限頻率，則正弦差拍信號因被濾掉，而不可能形成壓控振蕩器的輸入控制電壓，從而使得壓控振蕩器維持原振蕩頻率，稱電路處于失鎖狀態(tài)。若小于低通濾波器的上限頻率，則正弦差拍信號在通頻帶內，并成為壓控振蕩器的輸入控制電壓，幅值的變化使得壓控振蕩器的頻率隨之變化，從而輸出以為中心頻率的調頻信號，并反饋到鑒相器；鑒相器輸出正弦波()和調頻波()的差拍波，其正、負半周不對稱，可分解為直流分量、基波和各次諧波；、和的波

46、形如圖8.5.5所示。低通濾波器將各次諧波濾去，而將直流分量和基波作為作用于壓控振蕩器，直流分量使其中心頻率向偏移，而基波分量使壓控振蕩器輸出中心頻率已向偏移的調頻波。根據(jù)式(8.5.11)，壓控振蕩器中心頻率向的偏移，使得的頻率愈來愈低，波形的不對稱程度愈來愈大直流分量也就愈來愈大，使壓控振蕩器的角頻率以更快的速度趨于。上述過程循環(huán)往返，直至，鑒相器的輸出由差拍波變?yōu)橹绷麟妷海Q環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，也稱同步狀態(tài)。由以上分析可知，環(huán)路是通過“頻率牽引”進入鎖定狀態(tài)的，故稱此過程為“捕捉過程”。設通過頻率牽引而能夠進入鎖定狀態(tài)所允許的最大固定頻差為，則鎖相環(huán)的捕捉帶為 (8.5.12)當鎖相環(huán)進入

47、鎖定狀態(tài)時，只要的變化范圍在捕捉帶內時，鎖相環(huán)通過“捕捉”，都能夠使始終跟蹤的變化，而保持?？梢?，鎖相環(huán)具有如下基本特殊功能：(1)鎖定特性：在一定的頻率范圍內，鎖相環(huán)可以通過“頻率牽引”捕捉輸入信號頻率，使鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)。鎖相環(huán)對輸入的固定基準頻率鎖定后，壓控振蕩器的振蕩頻率與輸入信號頻率的頻差為零，且具有同樣的頻率穩(wěn)定性。它們之間僅存在相位差，而不存在頻率差。因而廣泛用于自動頻率控制、頻率合成技術等方面。(2)跟蹤特性：鎖相環(huán)一旦進入鎖定狀態(tài)，就能對輸入信號一定范圍頻率的變化具有良好的跟蹤特性。因而廣泛用于信號的跟蹤、提取、提純、調制和解調等。8.5.2 鎖相環(huán)用于調制和解調電路在信息

48、技術發(fā)展的今天，信息的傳輸方式，即通信手段越來越顯示出其重要性。在通信系統(tǒng)中，通常，發(fā)信端將信息調制后發(fā)出；收信端將收到的信號解調后，便可獲得發(fā)信端的信息，如計算機的Modemo可見，調制和解調是信息傳輸中的重要環(huán)節(jié)。一、調制和解謂的概念調制是用攜帶信息的輸入信號來控制另一信號的某一參數(shù)，使之按照輸入信號的規(guī)律而變化的過程，輸入信號稱為調制信號，被控制的信號稱為載波(或載頻)信號，能夠完成調制功能的電路稱為調制器，其輸出信號為調制波。載波信號一般為等幅振蕩信號，其振蕩頻率相對輸入信號的頻率而言為高頻信號。若調制信號控制載波信號的幅度，則稱為幅度調制，簡稱調幅，用AM表示。調幅電路的波形圖如圖8

49、.5.6所示，調幅波(即輸出信號)的頻率等于載波信號的頻率，幅值隨調制信號的幅值變化。若調制信號控制載波信號的頻率，則稱為頻率調制，簡稱調頻，用FM表示。調頻電路的波形圖如圖8.5.7所示，調頻波(即輸出信號)以載波頻率為中心頻率，且頻率隨調制信號幅值成線性關系，但其幅度不變。若調制信號控制載波信號的相位，則稱為相位調制，簡稱調相，用PM表示。本節(jié)簡要介紹調幅和調頻。解調是調制的逆過程，它將調制波還原為調制信號，即將調制器的輸出信號轉換為其輸入信號。能夠完成解調功能的電路稱為解調器。在圖8.5.6和圖8.5.7所示波形圖中，解調器的輸入為，而輸出為。由以上分析可知，調制器和解調器均為信號轉換電

50、路。二、鎖相環(huán)用于調頻電路壓控振蕩器的振蕩頻率決定于輸人電壓的幅度，可以作為調頻電路。但是，一般的壓控振蕩器有振蕩頻率穩(wěn)定性不高、控制的線性度較差等缺點。利用鎖相環(huán)可以獲得高穩(wěn)定性的載波(頻)信號，電路如圖8.5.8所示。石英晶體振蕩電路的輸出電壓作為鎖相環(huán)的輸入信號，使得鎖相環(huán)中壓控振蕩器的中心頻率的等于石英晶體振蕩電路的振蕩頻率的，并與之具有同樣的穩(wěn)定性，且作為載波信號；調制信號作用于壓控振蕩器，因而鎖相環(huán)輸出中心頻率為的調頻信號。三、鎖相環(huán)用于解調電路1.調頻波的解調電路圖8.5.9所示電路利用鎖相環(huán)實現(xiàn)調頻波的解調。圖中低通濾波器的上限頻率要足夠高，應能反映原調制信號；鎖相環(huán)的捕捉帶要

51、足夠寬，應大于輸入調頻信號的頻率變化范圍，從而使壓控振蕩器的輸出頻率能夠跟蹤輸入調頻信號的瞬時頻率變化，產生與輸入具有相同調制規(guī)律的調頻波。這樣，只要壓控振蕩器的頻率控制特性是線性的，低通濾波器的輸出就是還原的調制信號。2.調幅波的同步檢波電路就解調的基本原理而言，利用低通濾波器，將調幅波中的載波分量濾去，即可得到還原的調制信號。但在實際的接收設備中，為了提高接收質量，更好地提取載波信號，不失真地還原調制信號，常需采用更復雜的電路，利用鎖相環(huán)可以實現(xiàn)調幅波的同步檢波。對調幅波同步檢波時，需要一個與輸入調幅信號中的載波分量同頻率、同相位的參考信號，即同步信號。根據(jù)鎖相環(huán)工作原理的分析可知，當將調

52、幅波加在鎖相環(huán)的輸入端，且鎖相環(huán)工作在鎖定狀態(tài)時，壓控振蕩器的輸出信號將與輸入信號中的載波分量頻率相同，但存在的固定相移；因而，若將其移相，便可得到同步檢潑的參考信號。調幅波的同步檢波電路如圖8.5.10所示，移相電路的輸出為參考信號，利用模擬乘法器實現(xiàn)檢波，再經低通濾波器得到還原的調制信號。模擬乘法器的輸入和輸出的波形如圖8.5.11所示。若以鎖相環(huán)中壓控振蕩器的輸出作為參考信號，將調幅波移相，也可使調幅波中的載波信號和參考信號同步。8.5.3鎖相環(huán)用于頻率合成電路在現(xiàn)代電子技術中，為了得到高精度的振蕩頻率，一般均采用石英晶體振蕩器，但是石英晶體振蕩器的振蕩頻率是固定不變的單一頻率。根據(jù)頻率

53、合成原理構成的頻率轉換電路能夠將一個高精度和高穩(wěn)定度的標準頻率經過加、減、乘、除等運算產生同樣精度和穩(wěn)定度的大量離散頻率。常用的頻率合成技術有直接合成和間接合成兩種。由鎖相環(huán)實現(xiàn)的間接式頻率合成器的性能接近直接頻率式頻率合成器，而且體積小、成本低、調試方便，安裝簡單。一、鎖相倍頻器在鎖相環(huán)路的反饋通路中，接入分頻器，便可得到鎖相倍頻器，如圖8.5.12所示。圖中可來源于石英晶體振蕩器，其振蕩頻率為；為輸出電壓，其振蕩頻率為；經分頻后與進行相位比較。當環(huán)路鎖定后，鑒相器輸入的兩個信號的頻率相等，即所以輸出信號的頻率為 （8.5.13）改變的數(shù)值，就可以得到不同倍數(shù)的輸出頻率。二、鎖相分頻器在鎖相

54、環(huán)路的反饋通路中接入倍頻器，便可得到鎖相分頻電路，如圖8.5.13所示。圖中可來源于石英晶體振蕩器，其振蕩頻率為；為輸出電壓，其振蕩頻率為； 經分頻后與進行相位比較。當環(huán)路鎖定后，鑒相器輸入的兩個信號的頻率相等，即所以輸出信號的頻率為 （8.5.14）改變的數(shù)值，就可以得到不同分頻倍數(shù)的輸出頻率。三、鎖相混頻器在接收機中，要從許多不同頻率的信號和干擾中選擇出要接收的信號，并將其高倍數(shù)放大是很困難的，因為在不同的頻段，電路的性能會有很大的差異。為了克服上述困難，在通信電路中常將接收的調制信號轉換成某一個固定頻率（一般為中頻）的信號，這種頻率轉換稱為混頻，具有該功能的電路稱為混頻器。例如，超外差式收音機將接收到調幅信號的載波頻率轉換成465kHz，將接收到的調頻信號的載波頻率轉換成10.7MHz。