高速低功耗飽和輸出鑒頻鑒相器的設(shè)計(jì)

1、    高速低功耗飽和輸出鑒頻鑒相器的設(shè)計(jì)    金牡丹+侯大志摘 要：文章介紹了一種高速低功耗飽和輸出的鑒頻鑒相器，該鑒頻鑒相器在減小盲區(qū)的同時(shí)也降低了電路的功耗，而其飽和輸出的性質(zhì)加快了鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間。電路設(shè)計(jì)基于smic 0.18um的混合信號(hào)工藝，后仿真結(jié)果表明該電路工作頻率達(dá)到1.25ghz，盲區(qū)與鎖定過(guò)程中的功耗分別為文獻(xiàn)7中設(shè)計(jì)的60%和80%，鎖定時(shí)間為傳統(tǒng)鎖相環(huán)的69%。關(guān)鍵詞：高速；盲區(qū)；功耗；飽和輸出；鎖相環(huán)1 概述在現(xiàn)代通信及數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，鎖相環(huán)被用來(lái)提供信號(hào)采樣以及調(diào)制解調(diào)的時(shí)鐘，通常人們希望動(dòng)態(tài)地調(diào)整系統(tǒng)的帶寬以同時(shí)得到快

2、速的鎖定速度與小的輸出抖動(dòng)1，而分?jǐn)?shù)模式鎖相環(huán)的出現(xiàn)使得系統(tǒng)工作在更高的參考頻率下2。傳統(tǒng)的d觸發(fā)器型的鑒頻鑒相器（pfd）由于門(mén)電路的延時(shí)而限制了其工作頻率，同時(shí)也消耗更多的功耗與面積3。動(dòng)態(tài)邏輯結(jié)構(gòu)的pfd結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可大大降低電路的功耗4，而近年來(lái)飽和輸出pfd5的提出使得我們可以方便地調(diào)整鎖相環(huán)系統(tǒng)的帶寬。本文提出了一種動(dòng)態(tài)邏輯飽和輸出pfd，采用的預(yù)充電模式提高了其工作的頻率，飽和輸出能有效提高鎖相環(huán)的鎖定速度，通過(guò)改進(jìn)pfd的結(jié)構(gòu)在減小原設(shè)計(jì)盲區(qū)的同時(shí)也降低了功耗。2 傳統(tǒng)pfd工作原理分析圖1是傳統(tǒng)的d觸發(fā)器pfd的示意圖，由兩個(gè)d觸發(fā)器，一個(gè)與門(mén)和一個(gè)延遲電路組成。兩個(gè)d觸發(fā)器的

3、輸入端接到邏輯高電平，兩個(gè)時(shí)鐘分別由參考時(shí)鐘信號(hào)與振蕩器反饋信號(hào)提供。其工作原理為（以ref超前于vco為例）：初始狀態(tài)up與dn均為低，當(dāng)ref的上升沿到來(lái)時(shí)，up輸出高電平，vco上升沿到來(lái)時(shí)， dn輸出高電平，此時(shí)與門(mén)輸出高電平，使觸發(fā)器的輸出復(fù)位。在理想的d觸發(fā)器型的pfd中，如圖2所示，輸入信號(hào)相位差在（-2，2）區(qū)間內(nèi)時(shí)輸出與輸入保持線性關(guān)系。但實(shí)際情況下由于門(mén)電路延時(shí)的存在，限制了pfd的工作頻率。pfd工作頻率的上限發(fā)生在ref與vco的相位相差180°的時(shí)候6，此時(shí)信號(hào)的時(shí)序關(guān)系如圖3所示。其中t1為d觸發(fā)器輸入到輸出的延時(shí)，t2為d觸發(fā)器輸出端到復(fù)位端的延時(shí)，t3

4、為d觸發(fā)器復(fù)位端到輸出端的延時(shí)，t4為d觸發(fā)器輸出端到復(fù)位端的延時(shí)。由于信號(hào)的頻率太高以致上升沿在復(fù)位信號(hào)有效時(shí)出現(xiàn)，pfd將無(wú)法正確表示兩信號(hào)的相位關(guān)系。因此，pfd工作的最高頻率為：（1）延時(shí)帶來(lái)的另一個(gè)影響是盲區(qū)的出現(xiàn)。如圖4所示：當(dāng)ref與vco的相位差接近2時(shí)，ref上升沿在復(fù)位脈沖起作用的時(shí)間內(nèi)來(lái)到，造成該上升沿信號(hào)丟失，pfd回到復(fù)位狀態(tài)，此時(shí)我們稱(chēng)pfd工作在盲區(qū)4。如果兩信號(hào)的頻率比較接近，那么下一個(gè)到來(lái)的上升沿信號(hào)會(huì)是vco，這樣pfd的輸出極性將反向，給出錯(cuò)誤的比較結(jié)果，從而影響鎖相環(huán)的建立以及鎖定時(shí)間。考慮延時(shí)后實(shí)際的pfd的輸出與輸入關(guān)系如圖5所示。上式中max是pf

5、d能正確輸出情況下輸入信號(hào)的最大相位差，其具體的值與復(fù)位脈沖的寬度以及參考信號(hào)的頻率有關(guān)。例如對(duì)于一個(gè)復(fù)位脈沖為5ns的pfd，當(dāng)參考信號(hào)的頻率到達(dá)100mhz時(shí)，max=，等價(jià)于pfd有一半的可能輸出錯(cuò)誤的結(jié)果，在這種情況下，鎖相環(huán)的鎖定變得難以確定。一般來(lái)說(shuō)，復(fù)位脈沖的寬度可取為參考信號(hào)周期的5%到10%9，也就是說(shuō)max的值應(yīng)該在324°，342°區(qū)間。3 動(dòng)態(tài)邏輯低功耗飽和輸出pfd文獻(xiàn)7提出了一種動(dòng)態(tài)邏輯飽和輸出pfd，當(dāng)vco與ref的相位差小于時(shí)，pfd的輸出與普通情況下的一致；vco與ref的相位差在到2之間時(shí)，輸出為飽和輸出。該pfd的輸出與輸入關(guān)系如圖6

6、所示，在信號(hào)的相位差較大時(shí)增加鎖相環(huán)系統(tǒng)的帶寬，從而加快鎖定過(guò)程；當(dāng)信號(hào)相位差較小時(shí)，降低系統(tǒng)的帶寬，減小鎖相環(huán)輸出信號(hào)里由于pfd和電荷泵產(chǎn)生的噪聲1。此外該設(shè)計(jì)中采用了預(yù)充電來(lái)減小輸入到輸出的延時(shí)，從而減小了pfd的死區(qū)，提高了電路工作頻率，同時(shí)也有利于降低電荷泵鎖相環(huán)中由于電荷泵電流不匹配而引起的參考雜散8。本文的pfd電路如圖7所示，相對(duì)于的電路，增加了兩個(gè)nmos管mn3，mn7。兩個(gè)晶體管的作用為減小原結(jié)構(gòu)的功耗與盲區(qū)，原理如下：原結(jié)構(gòu)中mn2與mn6的源極直接連接到地。當(dāng)ref與vco的相位差在（，2）時(shí)（仍然假設(shè)ref超前于vco），vco的上升沿到來(lái)后，up，dn會(huì)有一段時(shí)間

7、同時(shí)為高電平，由于此時(shí)ref為低電平，由mp1， mn1，mn2所構(gòu)成的支路會(huì)有明顯的電流流過(guò)，直到dn降為低電平，該過(guò)程中電路消耗了不必要的能量。更為關(guān)鍵的是，由于mp1， mn1，mn2構(gòu)成了電流通路，a點(diǎn)的電壓在電路導(dǎo)通過(guò)程中會(huì)有明顯的下降，直到dn降為低電平，關(guān)閉該電流通路，此后a點(diǎn)電壓再被充電到高電平，但是當(dāng)ref與vco的相位差接近2時(shí)，ref的上升沿緊接著vco的上升沿，很有可能在a點(diǎn)電壓仍處在一個(gè)較低的值時(shí)，ref變?yōu)楦唠娖?，那么a點(diǎn)將無(wú)法被充電到高電平，造成up輸出為低電平，出現(xiàn)盲區(qū)的情況。在添加了mn3，mn7之后，當(dāng)ref與vco的相位差在（，2）時(shí)（ref超前vco），

8、由于mn4處于關(guān)閉的狀態(tài)，不會(huì)出現(xiàn)前述的電流通路，從而a點(diǎn)電壓也不會(huì)有明顯的下降，在降低功耗的同時(shí)也避免了盲區(qū)的產(chǎn)生。4 仿真結(jié)果在單電源1.8v供電情況下，基于smic 0.18um混合信號(hào)工藝，對(duì)所設(shè)計(jì)的電路進(jìn)行了后仿真。圖8給出了7中的結(jié)構(gòu)與本文的結(jié)構(gòu)在相同輸入信號(hào)情況下流過(guò)電源的電流的情況，結(jié)果顯示只要ref與vco的上升沿相位差在與2之間，7的電路在復(fù)位時(shí)就會(huì)有明顯的電流產(chǎn)生（如圖中圈出部分所示），而本文中的電路在復(fù)位時(shí)幾乎沒(méi)有電流產(chǎn)生，從而有效地減小了電路的功耗。 圖9是電路改進(jìn)前后盲區(qū)的對(duì)比，改進(jìn)后的電路（up2）能有效地減小盲區(qū)。在不同的工藝角以及溫度下對(duì)改進(jìn)前后電路盲區(qū)的寬度

9、進(jìn)行仿真，結(jié)果如表1所示。盡管改進(jìn)后的電路理論上沒(méi)有盲區(qū)的存在，但由于漏電流等寄生效應(yīng)，并沒(méi)有完全消除盲區(qū)。相對(duì)于7的設(shè)計(jì)，盲區(qū)減小為原來(lái)的60%左右。在保持其他部分電路一致的情況下，用不同的pfd構(gòu)成了鎖相環(huán)電路，帶寬設(shè)計(jì)為500khz。在參考信號(hào)頻率從9mhz跳變?yōu)?6mhz情況下，對(duì)鎖定過(guò)程所用的時(shí)間以及該過(guò)程中各個(gè)pfd的功耗進(jìn)行了分析。表2給出了具體的結(jié)果，使用本文以及7中的pfd時(shí)，鎖定時(shí)間為d觸發(fā)器pfd的69%，前兩者的鎖定時(shí)間相同是因?yàn)樵阪i定過(guò)程中沒(méi)有盲區(qū)的出現(xiàn)，在鎖定過(guò)程中電路的功耗上，本文的設(shè)計(jì)為7的80%。本文中的pfd復(fù)位脈沖寬度為0.4ns，對(duì)工作頻率的仿真結(jié)果顯示

10、，本文中的pfd能工作在1.25ghz頻率下，與式（1）的估計(jì)吻合。圖11是本文中pfd的版圖，其面積為700um2。5 結(jié)束語(yǔ)本文介紹了一種高速低功耗飽和輸出的鑒頻鑒相器，預(yù)充電技術(shù)提高了電路的工作頻率，飽和輸出加快了鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間，通過(guò)在信號(hào)復(fù)位時(shí)關(guān)斷其電流通路減小了pfd的盲區(qū)與功耗，后仿真驗(yàn)證了我們的設(shè)計(jì)。參考文獻(xiàn)1k. woo， y. liu，e.nam， and d. ham， "fast-lock hybrid pll combining fractional-n and integer-n modes of differing bandwidths" ie

11、ee journal of solid state circuits，vol. 43， no. 2， pp 379-389， february 20082roland e. best， phase-locked loops： design simulation and applications，4th edn. mcgraw-hill， 1999.3s. milicevic， and l. maceachern "a phase-frequency detector and a charge pump design for pll applications"4m. mans

12、uri， d. liu， and c. k. yang， "fast frequency acquisition phase-frequency detectors for g samples/s phase-locked loops"， ieee journal of solid-state circuits， vol. 37， pp. 1331-1334， oct. 2002.5papamichail， m.， karadimas， d.， efstathiou， k.， and papadopoulos， g.： "linear range extensio

13、n of a phase-frequency detector with saturatedoutput". iscas 2006， kos， greece， pp. 1671-16746i. shahriary， g. des brisay， s. avery and p. gibson， "gaas monolithic digital phase/frequency discrimina"， ieee gaas ic symposium digest of technical papers， pp. 183-186， october 19857w. hu， l. chunglen and x. wang， "fast frequency acquisition phase-frequency detector with zero blind zone in pll" electronics letters 13th september 2007 vol. 43 no. 198黃水龍 王志華.快速建立時(shí)間的自適應(yīng)鎖相環(huán)j.電子與信息學(xué)報(bào)，2007，29（6）：1492-1495.9lee， k.-s.， park， b.-h.， lee， h.-i.，