matlab通信仿真設計

1、matlab通信仿真設計課程設計指導書 使用班級：光纖通信071、無線通信071課程設計地點：信息樓C207 2009年11月課程設計題目1：調(diào)幅廣播系統(tǒng)的仿真設計模擬幅度調(diào)制是無線電最早期的遠距離傳輸技術。在幅度調(diào)制中，以聲音信號控制高頻率正弦信號的幅度，并將幅度變化的高頻率正弦信號放大后通過天線發(fā)射出去，成為電磁波輻射。波動的電信號要能夠有效地從天線發(fā)送出去，或者有效地從天線將信號接收回來，需要天線的等效長度至少達到波長的1/4。聲音轉換為電信號后其波長約在151500km之間，實際中不可能制造出這樣長度和范圍的天線進行有效信號收發(fā)。因此需要將聲音這樣的低頻信號從低頻率段搬移到較高頻率段上

2、去，以便通過較短的天線發(fā)射出去。人耳可聞的聲音信號通過話筒轉化為波動的電信號，其頻率范圍為2020KHz。大量實驗發(fā)現(xiàn)，人耳對語音的頻率敏感區(qū)域約為3003400Hz，為了節(jié)約頻率帶寬資源，國際標準中將電話通信的傳輸頻帶規(guī)定為3003400Hz。調(diào)幅廣播除了傳輸聲音以外，還要播送音樂節(jié)目，這就需要更寬的頻帶。一般而言，調(diào)幅廣播的傳輸頻率范圍約為1006000Hz。任務一：調(diào)幅廣播系統(tǒng)的仿真。采用接收濾波器Analog Filter Design模塊，在同一示波器上觀察調(diào)幅信號在未加入噪聲和加入噪聲后經(jīng)過濾波器后的波形。采用另外兩個相同的接收濾波器模塊，分別對純信號和純噪聲濾波，利用統(tǒng)計模塊計算

3、輸出信號功率和噪聲功率，繼而計算輸出信噪比，用Disply顯示結果。實例1：對中波調(diào)幅廣播傳輸系統(tǒng)進行仿真，模型參數(shù)指標如下。1.基帶信號：音頻，最大幅度為1?；鶐y試信號頻率在1006000Hz內(nèi)可調(diào)。2.載波：給定幅度的正弦波，為簡單起見，初相位設為0，頻率為5501605Hz內(nèi)可調(diào)。3.接收機選頻放大濾波器帶寬為12KHz，中心頻率為1000kHz。4.在信道中加入噪聲。當調(diào)制度為0.3時，設計接收機選頻濾波器輸出信噪比為20dB，要求計算信道中應該加入噪聲的方差，并能夠測量接收機選頻濾波器實際輸出信噪比。仿真參數(shù)設計：系統(tǒng)工作最高頻率為調(diào)幅載波頻率1605KHz，設計仿真采樣率為最高工

4、作頻率的10倍，因此取仿真步長為相應的仿真帶寬為仿真采樣率的一半，即設基帶測試正弦信號為m(t)=Acos2Ft，載波為c(t)=cos2fct，則調(diào)制度為ma的調(diào)制輸出信號s(t)為容易求出，s(t)的平均功率為設信道無衰減，其中加入的白噪聲功率譜密度為N0/2，那么仿真帶寬(-W，W)內(nèi)噪聲樣值的方差為設接收選頻濾波器的功率增益為1，帶寬為B，則選頻濾波器輸出噪聲功率為因此，接收選頻濾波器輸出信噪比為所以信道中的噪聲方差為根據(jù)上面的公式，編程計算出噪聲的方差，并將方差值和其它已知值作為仿真系統(tǒng)的參數(shù)。中波調(diào)幅廣播傳輸系統(tǒng)仿真的參考模型(ex1_1.mdl)如圖1-1所示。圖1-1中波調(diào)幅廣

5、播傳輸系統(tǒng)仿真參考模型接收通道濾波器用Analog Filter Design模塊實現(xiàn)，可設置為2階帶通的。為了能夠測量輸出信噪比，以參數(shù)完全相同的另外兩個濾波器模塊分別對純信號和純噪聲濾波，最后利用統(tǒng)計模塊計算輸出信號功率和噪聲功率，繼而計算輸出信噪比，通過Display顯示。任務二：調(diào)幅的包絡檢波和相干解調(diào)性能仿真比較。根據(jù)通信理論，以解調(diào)輸出信噪比衡量的同步相干解調(diào)性能總是優(yōu)于包絡檢波性能。在輸入高信噪比條件下，包絡檢波接近同步相干解調(diào)的性能，而隨著輸入信噪比逐漸降低，包絡檢波性能也逐漸變壞，當輸入信噪比下降到某一值時，包絡檢波輸出信噪比將急劇下降，這種現(xiàn)象稱為包絡檢波的門限效應。實例2

6、：以實例1為傳輸模型，在不同輸入信噪比條件下仿真測量包絡檢波解調(diào)和同步相干解調(diào)對調(diào)幅波的解調(diào)輸出信噪比，觀察包絡檢波解調(diào)的門限效應。圖1-2所示的仿真模型(ex2.mdl)用于測量包絡檢波的門限效應，發(fā)送的調(diào)幅波參數(shù)以及仿真步進與實例1相同。首先，調(diào)幅信號通過AWGN信道后，分別送入包絡檢波器和同步相干解調(diào)器。包絡檢波器由Saturation模塊來模擬具有單向?qū)ㄐ阅艿臋z波二極管，模塊的上下門限分別設置為inf和0。同步相干所使用的載波是理想的，直接從發(fā)送端載波引入。兩解調(diào)器后接的低通濾波器相同。解調(diào)后的兩路信號送到示波器顯示，同時送入信噪比測試模塊，即圖中的子系統(tǒng)SNR Detection，

7、其內(nèi)部如圖1-3所示。在SNR Detection模塊中，輸入的兩路解調(diào)信號通過濾波器將信號和噪聲近似分離，以分別計算信號和噪聲分量的功率，進而計算信噪比。兩個帶通濾波器參數(shù)相同，其中心頻率為1000Hz，帶寬為200Hz，對應于發(fā)送基帶測試信號頻率，其輸出近似視為純信號分量。兩個帶阻濾波器參數(shù)也相同，其中心頻率為1000Hz，帶寬為200Hz，其輸出可近似為信號中的噪聲分量。之后，通過零階保持模塊將信號離散化，再由buffer模塊和方差模塊計算出信號和噪聲的功率，buffer緩沖區(qū)長設置為1.6051e+005個樣值，這樣將在0.01s內(nèi)進行一次統(tǒng)計計算。最后，由分貝轉換模塊dB Conve

8、rsion和Fcn函數(shù)模塊計算出兩解調(diào)器的輸出信噪比。計算輸出Display顯示的同時，也送入工作空間，以便能夠編程作出兩解調(diào)性能曲線，To Workspace模塊設置為只將最后一次仿真結果以數(shù)組(Array)格式送入工作空間，變量名為SNR_out，它含有2個元素，即兩個解調(diào)輸出信號的檢測信噪比。當設置信道噪聲方差等于1時，執(zhí)行仿真所得到的解調(diào)信號波形如圖1-4所示?？梢钥闯?，相干解調(diào)輸出波形中，噪聲成分相對要小一些。圖1-2包絡檢波和相干解調(diào)性能測試仿真模型圖1-3解調(diào)輸出信噪比近似于測量子系統(tǒng)SNR Detection的內(nèi)部結構圖1-4噪聲方差為1時的解調(diào)信號波形仿真結果任務三：用mat

9、lab編程方法，得出解調(diào)性能曲線。通過編程方法，連續(xù)改變輸入信號信噪比，用以計算出對應的方差，每計算一個方差后調(diào)用一次ex1_2.mdl，從而獲得在Workspace中的數(shù)據(jù)SNR_out，通過matlab繪圖的方法將包絡檢波和相干解調(diào)的信噪比與輸入信噪比的關系繪于同一圖，比較其性能。在matlab空間調(diào)用ex1_2.mdl的函數(shù)是sim(ex1_2.mdl)。課程設計題目2：模擬信號的數(shù)字化基帶信號的采樣定理是指，對于一個頻譜寬度為BHz的基帶信號，可惟一地被均勻間隔不大于1/(2B)秒的樣值序列所確定。采樣定理表明，如果以不小于1/(2B)次/秒的速率對基帶模擬信號均勻采樣，那么所得到樣值

10、序列就包含了基帶信號的全部信息，這時對該序列可以無失真地重建對應的基帶模擬信號。例如，電話話音信號的最高頻率為3400Hz，為了保證無失真采樣，對其進行采樣的最低速率必須大于等于6800次/秒，考慮到實際低通濾波器的非理想特性，數(shù)字電話通信系統(tǒng)中規(guī)定采樣率為8000次/秒。為了保證在足夠大的動態(tài)范圍內(nèi)數(shù)字電話話音具有足夠高的信噪比，提出了非均勻量化：在小信號時采用較小的量化間距，而在大信號時用大的量化間距。在數(shù)學上，非均勻量化等價于對輸入信號進行動態(tài)范圍壓縮后再進行均勻量化。小信號通過壓縮器時增益大，大信號通過壓縮器時增益小。這樣就使小信號在均勻量化之前得到較大的放大，等價于以較小間距直接對小

11、信號進行量化，而以較大間距對大信號進行量化。在接收端要進行相應的反變換，即擴張?zhí)幚恚匝a償壓縮過程引起的信號非線性失真。中國和歐洲的PCM數(shù)字電話系統(tǒng)采用A律壓擴方式，即：壓縮系數(shù)A=87.6。A律壓縮擴張曲線可用折線來近似，16段折線點是：其中靠近原點的4根折線斜率相等，可視為一段，因此總折線數(shù)為13段，稱為13段折線近似。用Simulink中的Look-Up Table查表模塊可以實現(xiàn)對13折線近似的壓縮擴張計算的建模，壓縮模塊的輸入向量設置為：輸出量向量設置為：。擴張模塊的設置與壓縮模塊的設置相反。任務一：PCM編碼PCM是脈沖編碼調(diào)制的簡稱，是現(xiàn)代數(shù)字電話系統(tǒng)的標準語音編碼方式。A律P

12、CM數(shù)字電話系統(tǒng)中規(guī)定：傳輸語音的信號頻段為3003400Hz，采樣率為8000次/s，對樣值進行13折線壓縮后編碼為8位二數(shù)字序列。因此，PCM編碼輸出的數(shù)碼速率為64kbps。PCM編碼的二進制序列中，每個樣值用8位二進制碼表示，其中最高比特位表示樣值的正負極性，規(guī)定負值用0表示，正值用1表示。接下來的3位比特表示樣值的絕對值所在的8段折線的段落號，最后4位是樣值處于段落內(nèi)16個均勻間隔上的間隔序號。在數(shù)學上，PCM編碼較低的7位相當于對樣值的絕對值進行13折線近似壓縮后的7位均勻量化編碼輸出。實例1：設計一個13折線近似的PCM編碼器模型，使它能夠?qū)θ∩嵩?1,1內(nèi)歸一化信號樣值進行編碼

13、。測試模型和仿真結果如圖2-1所示。其中信號源用一個常數(shù)表示。以Saturation作為限幅器，Relay模塊的門限設置為0，其輸出即可作為PCM編碼輸出的最高位，即確定極性碼。樣值取絕對值后，以Look-Up Table(查表)模塊進行13折線壓縮，并用增益模塊將樣值范圍放大到0127，然后用間距為1的Quantizer模塊進行四舍五入取整量化，并用Integer to Bit Converter將整數(shù)轉換成長度為8個比特的二進制數(shù)據(jù)，最后用Display模塊顯示編碼結果。將PCM編碼器封裝成一個子系統(tǒng)，整個文件模型保存為ex2_1.mdl。圖2-113折線A律編碼器任務二：PCM解碼實例2

14、：測試模型和仿真結果如圖2-2所示，其中PCM編碼子系統(tǒng)就是圖2-1中虛線所圍部分。PCM解碼器中首先分離并行數(shù)據(jù)中的最位(極性碼)和7位數(shù)據(jù)，然后將7位數(shù)據(jù)轉換為整數(shù)值，再進行歸一化、擴張后與雙極性的極性碼相乘得出解碼值。將該模型中的虛線所圍部分封裝為一個PCM解碼子系統(tǒng)。整個文件模型保存為ex2_2.mdl。圖2-213折線A律解碼器任務三：PCM串行傳輸模型在以上兩個實例基礎上，建立PCM串行傳輸模型，并在傳輸信道中加入指定錯誤概率的隨機誤碼。實例3：仿真模型如圖2-3所示，其中PCM編碼和解碼子系統(tǒng)內(nèi)部結構參見圖2-1和圖2-2。PCM編碼輸出經(jīng)過并串轉換后得到二進制碼流送入二進制對稱

15、信道。在解碼端信道輸出的碼流經(jīng)過串并轉換后送入PCM編碼，之后輸出解碼結果并顯示波形。模型中尚未對PCM解碼結果作低通濾波處理。文件模型保存為ex2_3.mdl。圖2-3PCM串行傳輸模型仿真采樣率必須是仿真模型中最高信號速率的整數(shù)倍，這里模型中信道傳輸速率最高為64bps，故仿真步進設置為1/64000s。信道錯誤比特率設為0.01，以觀察信道誤碼對PCM傳輸?shù)挠绊?。信號源可以采用比?00Hz的正弦波。解碼輸出存在延遲。對應于信道產(chǎn)生誤碼的位置，解碼輸出波形中出現(xiàn)了干擾脈沖，干擾脈沖的大小取決于信道中錯誤比特位于一個PCM編碼字串中的位置，位于最高位時將導致解碼值極性錯誤，這時干擾最大，而位于最低位的誤碼引起的誤碼最輕微。通過改變Binary Symmetric Channel中的Error Probability的大小，觀察原信號和解碼后的輸出。一種仿真情況下的仿真結果波形如圖2-4所示。圖2-4PCM串行傳輸仿真結果任務四：修改實例3的PCM編解碼模型，測試指定誤碼率條件下PCM解碼語間信號的音質(zhì)。實例4：使用Simulink中DSP模塊庫的音頻輸入模塊可以對真實音頻信號進行處理，測試模型如