三相電壓型PWM整流器設(shè)計(jì)與仿真

1、1 緒論隨著功率半導(dǎo)體器件技術(shù)的進(jìn)步，電力電子變流裝置技術(shù)得到了快速發(fā)展，出現(xiàn)了以脈寬調(diào)制 （PWM ）控制為基礎(chǔ)的各種變流裝置， 如變頻器、逆變電源，高頻開(kāi)關(guān)電源以及各類(lèi)特種變流器等，電力電子裝置在國(guó)民經(jīng)濟(jì)各領(lǐng)域取得了廣泛的應(yīng)用，但是這些裝置的使用會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的諧波污染問(wèn)題。傳統(tǒng)的整流方式會(huì)無(wú)論是二極管不控整流還是晶閘管相控整流電路能量均不能雙向傳遞，不僅降低能源的利用率還會(huì)增加一定的污染，主要缺點(diǎn)是：1）無(wú)功功率的增加造成了裝置功率因素降低，會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗增加，降低電力裝置的利用率等；2）諧波會(huì)引起系統(tǒng)內(nèi)部相關(guān)器件的誤動(dòng)作，使得電能的計(jì)量出現(xiàn)誤差，外部對(duì)信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重干擾；3）傳統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，能

2、量只能單向流動(dòng)，使得控制系統(tǒng)的能量利用率不高，不能起到節(jié)能減排的作用。電網(wǎng)污染的日益嚴(yán)重引起了各國(guó)的高度重視，許多國(guó)家都已經(jīng)制定了限制諧波的國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)，國(guó)際電氣電子工程師協(xié)會(huì) (IEEE) ，國(guó)際電工委員會(huì) (IEC) 和國(guó)際大電網(wǎng)會(huì)議 (CIGRE)紛紛推出了自己的諧波標(biāo)準(zhǔn)。國(guó)際電工學(xué)會(huì)于 1988 年對(duì)諧波標(biāo)準(zhǔn) IEC555-2 進(jìn)行了修正，歐洲制定 IEC1000-3-2 標(biāo)準(zhǔn)。我國(guó)國(guó)家技術(shù)監(jiān)督局也于 1994 年頒布了電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧標(biāo)準(zhǔn) (GB/T 14549-93)，傳統(tǒng)變流裝置大多數(shù)已不符合這些新的標(biāo)準(zhǔn)，面臨前所未有的挑戰(zhàn)。目前，抑制電力電子裝置對(duì)電網(wǎng)污染的方法有兩種： 一是設(shè)置

3、補(bǔ)償裝置。 通過(guò)對(duì)已知頻率諧波進(jìn)行補(bǔ)償， 這種方式適用于所有諧波源， 但其缺點(diǎn)是只能對(duì)規(guī)定頻率的諧波進(jìn)行補(bǔ)償， 應(yīng)用范圍受限。 并且當(dāng)受到電網(wǎng)阻抗特性或其他外界干擾，容易發(fā)生并聯(lián)諧振， 導(dǎo)致某些諧波被放大進(jìn)而使濾波器過(guò)載或燒毀； 而是對(duì)整流器裝置本身性能進(jìn)行改造， 通過(guò)優(yōu)化控制策略和參數(shù)設(shè)置， 使網(wǎng)側(cè)輸入的電壓和電流呈現(xiàn)接近于同相位的正弦波，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行即功率因數(shù)為 1。目前治理諧波和無(wú)功主要是采用功率因數(shù)校正技術(shù) (PFC 技術(shù) )，由于 PWM 調(diào)制技術(shù)引入整流器中， 使得整流器能夠獲得較好的直流電壓并且實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化， PWM 整流技術(shù)已經(jīng)成為治理電網(wǎng)污染的主要技術(shù)手段。 P

4、FC 技術(shù)雖然具有控制簡(jiǎn)單、 功率因數(shù)高、 總諧波失真小和易于電路設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)， 但是其結(jié)構(gòu)并沒(méi)有發(fā)生根本變化只是在輸出側(cè)加了一個(gè)開(kāi)關(guān)管， 而重要的交流側(cè)還是選取二極管做為開(kāi)關(guān)器件， 其整流方式只能是單一方向的不能實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)， 它在單相電路中有著廣泛的用途， 但是由于其自身性質(zhì)決定其難以用于三相電電路中； PWM 整流技術(shù)交流側(cè)采用全控器件，與傳統(tǒng) PFC 相比， PWM 整流技術(shù)可以在任意功率因數(shù)運(yùn)行可以實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)而且具有較好的電流品質(zhì)和更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，因而真正實(shí)現(xiàn)了 “綠色電能變換 ”提高了系統(tǒng)電能的利用率減少了資源的浪費(fèi)。 由上述分析可知， 對(duì) PWM 整流器進(jìn)行控制研究

5、符合建設(shè)資源節(jié)約型和環(huán)境友好型社會(huì)發(fā)展的需要，具有重要經(jīng)濟(jì)和社會(huì)價(jià)值。PWM 整流器可實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)并具有優(yōu)良的輸出特性，與二極管不控整流和晶閘管相控整流相比， 具有以下特點(diǎn)：（ 1）可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)且功率因數(shù)任意可調(diào)； (2)網(wǎng)側(cè)電流近似正弦化， 諧波含量少； (3)具有較好的動(dòng)態(tài)性能，適合動(dòng)態(tài)性能要求高且開(kāi)關(guān)頻率變化快的場(chǎng)合； （ 4)直流輸出電壓穩(wěn)定且電壓波形品質(zhì)高。PWM 整流器在功率因數(shù)校正、諧波抑制以及能量回饋等應(yīng)用方面具有其突出的優(yōu)勢(shì)，故很早就已經(jīng)成為電力電子技術(shù)研究的最具意義的內(nèi)容之一。 經(jīng)過(guò)各國(guó)學(xué)者和專(zhuān)家多年的實(shí)驗(yàn)和研究， 在數(shù)學(xué)模型、主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略等各個(gè)方

6、面， PWM 整流器均取得了較為成功的研究成果。對(duì)于學(xué)生來(lái)說(shuō)，設(shè)計(jì)高性能三相 PWM 整流器是很具有學(xué)習(xí)和研究?jī)r(jià)值的課題。PWM 整流器的分類(lèi)方法很多，最基本的分類(lèi)方法是按照直流儲(chǔ)能形式可分為電壓型整流器（ VSR）和電流型整流器 (CSR)兩種，前者直流側(cè)采用電容為儲(chǔ)能元件，提供一個(gè)平穩(wěn)的電壓輸出，直流側(cè)等效為一個(gè)低阻電壓源；后者直流側(cè)采用電感作為儲(chǔ)能元件， 提供一個(gè)平穩(wěn)的電流輸出， 直流側(cè)等效為一個(gè)高阻電流源。由于 VSR 的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，儲(chǔ)能效率高、損耗較低、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，控制方便，使得 VSR 一直是 PWM 整流器研究和應(yīng)用的重點(diǎn)，本文主要討論三相電壓型PWM 整流器的設(shè)計(jì)與仿真。第一章緒

7、論， 說(shuō)明了 PWM 整流器的研究和學(xué)習(xí)的價(jià)值， 以及整個(gè)論文的結(jié)構(gòu)；第二章介紹了 PWM 整流器在國(guó)內(nèi)外的研究現(xiàn)狀；第三章建立電壓型 PWM 整流器的數(shù)學(xué)模型； 第四章介紹了很據(jù) PWM 整流器的數(shù)學(xué)模型對(duì)有功電流和無(wú)功電流進(jìn)行解耦控制，設(shè)計(jì)了電壓、電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)器，對(duì)空間矢量脈寬調(diào)制 (space vector pulse width modulation)技術(shù)進(jìn)行詳細(xì)分析；第五章對(duì)設(shè)計(jì)的整個(gè) PWM 整流系統(tǒng)進(jìn)行仿真，分析設(shè)計(jì)的控制器對(duì)擾動(dòng)的抑制作用以及輸入輸出電壓的動(dòng)靜態(tài)性能。2 研究現(xiàn)狀自 20 世紀(jì) 90 年代以來(lái)，PWM 整流技術(shù)一直是學(xué)術(shù)界關(guān)注和研究的熱點(diǎn)。隨著研究的深入， P

8、WM 整流技術(shù)的相關(guān)應(yīng)用研究也得到發(fā)展，如有源電力濾波(APF) 、超導(dǎo)儲(chǔ)能 (SMES)、電氣傳動(dòng) (ED) 、高壓直流輸電 (HVDC) 、統(tǒng)一潮流控制器 (UPFC)、新型 UPS 以及太陽(yáng)能、風(fēng)能等再生能源的并網(wǎng)發(fā)電等，并隨著現(xiàn)代控制理論、微處理器技術(shù)以及現(xiàn)代電子技術(shù)的推陳出新， 這些應(yīng)用技術(shù)的研究又促使 PWM 整流技術(shù)日趨成熟， 其主電路已從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型橋路； 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已成從單相、 三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓?fù)潆娐罚?PWM 調(diào)制方式從由單純的硬開(kāi)關(guān)調(diào)制發(fā)展到軟開(kāi)關(guān)調(diào)制；功率等級(jí)從千瓦級(jí)發(fā)展到兆瓦級(jí)， 而在主電路類(lèi)型上既有電壓源型整流器， 又有電流源

9、型整流器，兩者在工業(yè)上已成功投入使用，但卻多采用模擬芯片 PWM 波發(fā)生器，在閉環(huán)和智能調(diào)節(jié)比如在風(fēng)力發(fā)電的并網(wǎng)等方面均存在較大問(wèn)題， 尤其是在國(guó)內(nèi)， 基于數(shù)字信號(hào)微處理器的 PWM 整流器的研究還只是處于初步發(fā)展階段。當(dāng)前 PWM 整流器的研究主要體現(xiàn)在如下幾個(gè)方面：1. 關(guān)于 PWM 整流器數(shù)學(xué)模型的研究PWM 整流器數(shù)學(xué)模型的研究是PWM 整流器及其控制技術(shù)的基礎(chǔ)。A.W.Green提出了基于坐標(biāo)變換的 PWM 整流器連續(xù)、離散動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型， R.Wu 和 S.B.Dewan 等較為系統(tǒng)地建立了 PWM 整流器的時(shí)域模型， 并將時(shí)域模型分解成高頻和低頻模型，且給出了相應(yīng)的時(shí)域解。而 Ch

10、un T.Rim 和 DongY.Hu 等則利用局部電路的 dq 坐標(biāo)變換建立了 PWM 整流器基于變壓器的低頻等效模型電路，并給出了穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)特性分析。在此基礎(chǔ)上， Hengchun Mao 等人建立了一種新穎的降階小信號(hào)模型，從而簡(jiǎn)化了 PWM 整流器的數(shù)學(xué)模型及特性分析。2. 關(guān)于 PWM 整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究PWM 整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)近十幾年來(lái)沒(méi)有重大突破，主電路設(shè)計(jì)的基本原則是在保持系統(tǒng)的基礎(chǔ)上， 盡量簡(jiǎn)化電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)， 減少開(kāi)關(guān)元件數(shù)， 降低總成本，提高系統(tǒng)的可靠性。 PWM 整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可分為電流型和電壓型兩大類(lèi)。其中電壓型 PWM 整流器最顯著的拓?fù)涮卣魇侵绷鱾?cè)采用電容進(jìn)

11、行電流儲(chǔ)能，從而使整流器直流側(cè)呈低阻抗的電壓源特性。 電流型 PWM 整流器直流側(cè)則是采用大電感進(jìn)行電流儲(chǔ)能， 使得整流器直流側(cè)呈高阻抗的電流源。 根據(jù)裝置功率的不同，研究的側(cè)重點(diǎn)不同。 在中小功率場(chǎng)合， 研究集中在減少功率開(kāi)關(guān)和改進(jìn)直流輸出性能上； 對(duì)于大功率場(chǎng)合， 研究主要集中在多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、 變流器組合以及軟開(kāi)關(guān)技術(shù)上。 多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的 PWM 整流器主要應(yīng)用于高壓大容量場(chǎng)合。而對(duì)大電流應(yīng)用場(chǎng)合， 常采用變流器組合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)， 即將獨(dú)立的電流型 PWM 整流器進(jìn)行并聯(lián)組合。3. 關(guān)于電壓型 PWM 整流器電流控制技術(shù)的研究電壓型 PWM 整流器有兩個(gè)控制目標(biāo)， 一是得到穩(wěn)定的直流電壓，

12、 另一個(gè)是使網(wǎng)側(cè)電流正弦化并跟蹤電網(wǎng)電壓變化。 為了使電壓型 PWM 整流器網(wǎng)側(cè)呈現(xiàn)受控電流源特性，其網(wǎng)側(cè)電流的控制至關(guān)重要， 決定了 PWM 整流器的動(dòng)靜態(tài)性能。電壓型 PWM 整流器網(wǎng)側(cè)電流控制策略主要分成兩類(lèi)： 間接電流控制策略和直接電流控制策略。 間接電流控制其網(wǎng)側(cè)電流的動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢， 且對(duì)系統(tǒng)的參數(shù)比較敏感，適用性不高，因此逐步被直接電流控制所取代。與間接電流控制相比，直接電流控制電流響應(yīng)速度快，系統(tǒng)魯棒性強(qiáng)，且容易實(shí)現(xiàn)過(guò)流保護(hù)，是當(dāng)今 PWM 整流器電流控制方案的主流。4. PWM 整流器系統(tǒng)控制策略的研究控制策略是 PWM 整流器控制系統(tǒng)的核心， 其優(yōu)劣決定著 PWM 整流器的動(dòng)靜

13、態(tài)性能以及魯棒性。 PWM 整流器常用的控制方法有滯環(huán)電流控制、固定開(kāi)關(guān)頻率電流控制、 預(yù)測(cè)電流控制、 直接功率控制、 無(wú)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)傳感器及無(wú)網(wǎng)側(cè)電流傳感器控制、電網(wǎng)不平衡條件下的 PWM 整流器控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制、反饋精確線(xiàn)性化控制、基于 Lyapunov 穩(wěn)定性理論的控制、模糊控制等，具體如下：1) 滯環(huán)電流控制滯環(huán)電流控制是一種瞬時(shí)值反饋控制模式， 其基本思想是將檢測(cè)到的實(shí)際電流信號(hào)與電流給定信號(hào)值相比較， 若實(shí)際電流大于指令值， 則通過(guò)改變變流器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)使之減小， 反之增大，使得實(shí)際電流圍繞指令電流做鋸齒狀變化， 并將偏差控制一定范圍內(nèi)，形成滯環(huán)。該控制方法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，電流響應(yīng)速度快

14、，易于實(shí)現(xiàn)電流限制， 且控制與系統(tǒng)參數(shù)無(wú)關(guān)， 系統(tǒng)魯棒性好， 但是開(kāi)關(guān)頻率在一個(gè)工頻周期內(nèi)不固定，諧波電流頻譜隨機(jī)分布，網(wǎng)側(cè)濾波器設(shè)計(jì)較為困難。2）固定開(kāi)關(guān)頻率 PWM 電流控制固定開(kāi)關(guān)頻率 PWM 電流控制，一般是指 PWM 載波 (如三角波 )頻率固定不變，而以電流偏差調(diào)節(jié)信號(hào)為調(diào)制波的 PWM 控制方法。 該控制方法克服了滯環(huán)電流控制開(kāi)關(guān)頻率不固定的缺點(diǎn)， 電流響應(yīng)速度快， 系統(tǒng)魯棒性高， 但當(dāng)電流內(nèi)環(huán)均采用 PI 調(diào)節(jié)時(shí)，三相靜止坐標(biāo)系中的 PI 電流調(diào)節(jié)器無(wú)法實(shí)現(xiàn)電流的無(wú)靜差控制。3）預(yù)測(cè)電流控制預(yù)測(cè)電流控制的思想是從開(kāi)關(guān)的在線(xiàn)優(yōu)化出發(fā)，根據(jù)負(fù)載大小及給定電流矢量的變化率，推算出使得

15、下一周期電流滿(mǎn)足期望值的電壓矢量來(lái)控制 PWM 整流器的開(kāi)關(guān)。預(yù)測(cè)電流控制具有快速的電流響應(yīng)速度， 但其控制效果依賴(lài)于系統(tǒng)參數(shù)，魯棒性不高，且受處理器采樣和控制延時(shí)影響較大。4）直接功率控制直接功率控制通過(guò)對(duì)PWM 整流器瞬時(shí)有功和無(wú)功進(jìn)行直接控制，達(dá)到控制瞬時(shí)輸入電流的目的。 該方法具有結(jié)構(gòu)、算法簡(jiǎn)單，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能好，魯棒性強(qiáng)，容易數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，對(duì)交流側(cè)電壓不平衡和諧波失真也具有一定補(bǔ)償作用。5) 無(wú)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)傳感器及無(wú)網(wǎng)側(cè)電流傳感器控制無(wú)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)傳感器及無(wú)網(wǎng)側(cè)電流傳感器控制是為進(jìn)一步簡(jiǎn)化電壓型PWM整流器的信號(hào)檢測(cè)而提出的控制方法。 無(wú)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)傳感器控制主要包括兩類(lèi)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)的重構(gòu)方案：

16、 其一是通過(guò)復(fù)功率的估計(jì)來(lái)重構(gòu)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)， 是一種開(kāi)環(huán)估計(jì)算法，因而精度不高， 并且在復(fù)功率估計(jì)算法中由于含有微分項(xiàng)， 容易引入干擾；其二是基于網(wǎng)側(cè)電流偏差調(diào)節(jié)的電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)重構(gòu)，是一種閉環(huán)估計(jì)算法，它采用網(wǎng)側(cè)電流偏差的 PI 調(diào)節(jié)來(lái)控制電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)誤差，因而精度較高。無(wú)網(wǎng)側(cè)電流傳感器控制是通過(guò)直流側(cè)電流的檢測(cè)來(lái)重構(gòu)交流側(cè)電流。6) 電網(wǎng)不平衡條件下的 PWM 整流器控制為了使 PWM 整流器在電網(wǎng)不平衡條件下仍能正常運(yùn)行，學(xué)術(shù)界提出了不平衡條件下，網(wǎng)側(cè)電流和直流電壓的時(shí)域表達(dá)式， 電網(wǎng)負(fù)序分量被認(rèn)為是導(dǎo)致網(wǎng)側(cè)電流畸變的原因， 同時(shí)指出，在電網(wǎng)不平衡條件下， 常規(guī)的控制方法會(huì)使直流電壓產(chǎn)生偶次諧波

17、分量，交流側(cè)會(huì)有奇次諧波電流。為此， D.Vincenti 等人較為系統(tǒng)地提出了正序 dq 坐標(biāo)系中的前饋控制策略，即通過(guò)負(fù)序分量的前饋控制來(lái)抑制電網(wǎng)負(fù)序分量的影響。但是由于該方法的負(fù)序分量在 dq 坐標(biāo)下不是直流量，導(dǎo)致 PI 調(diào)節(jié)不能實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差控制。因此，又有人提出了正、負(fù)序雙旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系控制，該方法實(shí)現(xiàn)了無(wú)靜差控制， 是較完善的理論，但是其控制的結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，運(yùn)算量大。7) 滑模變結(jié)構(gòu)控制滑模變結(jié)構(gòu)控制本質(zhì)上是一種非線(xiàn)性控制， 其非線(xiàn)性特性表現(xiàn)為控制的不連續(xù)性，特點(diǎn)是系統(tǒng)結(jié)構(gòu)并不固定， 而是可以在動(dòng)態(tài)過(guò)程中， 根據(jù)系統(tǒng)當(dāng)前的狀態(tài)不斷變化，迫使系統(tǒng)按照指定的滑動(dòng)模態(tài)運(yùn)動(dòng)。采用滑模變結(jié)構(gòu)控制，

18、可以使 PWM 整流器不依賴(lài)于電網(wǎng)電壓、開(kāi)關(guān)器件以及負(fù)載參數(shù)，對(duì)參數(shù)變化及干擾具有不變性，即強(qiáng)魯棒性， 但控制器設(shè)計(jì)中滑模系數(shù)的選取比較困難， 選取不當(dāng)容易給系統(tǒng)帶來(lái)不利抖動(dòng)，造成系統(tǒng)不穩(wěn)。8) 反饋精確線(xiàn)性化控制反饋精確線(xiàn)性化控制利用微分幾何理論對(duì)非線(xiàn)性系統(tǒng)進(jìn)行結(jié)構(gòu)分解、分析及控制設(shè)計(jì)，通過(guò)采用適當(dāng)?shù)姆蔷€(xiàn)性坐標(biāo)變換和非線(xiàn)性狀態(tài)反饋量，從而使非線(xiàn)性系統(tǒng)得以在大范圍甚至在全局范圍內(nèi)線(xiàn)性化，這樣就可以方便地使用線(xiàn)性控制理論對(duì)非線(xiàn)性系統(tǒng)進(jìn)行控制器的設(shè)計(jì)。將反饋精確線(xiàn)性化用于PWM 整流器的控制，可以使輸入電流快速跟蹤網(wǎng)壓且畸變較小， 具有良好的魯棒性。 該方法非線(xiàn)性控制器設(shè)計(jì)比較復(fù)雜，涉及多次坐標(biāo)變

19、換，運(yùn)算量較大。9) 基于 Lyapunov 穩(wěn)定性理論的控制現(xiàn)有大多數(shù) PWM 整流器控制策略是基于小信號(hào)模型， 應(yīng)用線(xiàn)性控制理論進(jìn)行設(shè)計(jì)。因此，只有在系統(tǒng)的狀態(tài)和輸入在小干擾的情況下能保證系統(tǒng)的穩(wěn)定，在大范圍干擾的情況下， 難以使系統(tǒng)穩(wěn)定， 為了保證 PWM 整流器在大范圍干擾的情況下能穩(wěn)定運(yùn)行并具有良好的動(dòng)靜態(tài)性能，國(guó)內(nèi)外學(xué)者已將 Lyapunov 穩(wěn)定理論應(yīng)用到系統(tǒng)控制設(shè)計(jì)中。 對(duì)于非線(xiàn)性系統(tǒng)，只要找到合適的 Lyapunov 函數(shù)，就可以利用該函數(shù)對(duì)系統(tǒng)控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)， 采用 Lyapunov 穩(wěn)定理論設(shè)計(jì)的 PWM 整流器，電流跟蹤給定值效果明顯變好， 同時(shí)克服了系統(tǒng)參數(shù)變化對(duì)電流

20、跟蹤的影響，在大范圍干擾的情況下系統(tǒng)穩(wěn)定，并具有良好的動(dòng)態(tài)性能，但構(gòu)造 Lyapunov 函數(shù)比較困難，難以確定最佳能量函數(shù)。10)模糊控制模糊控制是將系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)映射關(guān)系通過(guò)隸屬度函數(shù)和模糊規(guī)則體現(xiàn)出來(lái)， 首先將確定性輸入量模糊化， 利用模糊推理得到模糊輸出， 再用清晰化的方法得到輸出的確定量， 這樣輸入輸出是一組規(guī)則。 采用模糊控制可以使 PWM 整流器具有如下特點(diǎn)： 控制頻率不受輸入電源頻率的限制， 只與程序執(zhí)行周期有關(guān)； 輸入電流快速跟蹤電網(wǎng)電壓，諧波低，功率因數(shù)高；對(duì)系統(tǒng)參數(shù)不敏感，且能適用負(fù)載的非線(xiàn)性變化；模型完全離散化，易于數(shù)字實(shí)現(xiàn)。國(guó)內(nèi)目前的研究主要集中于控制方法的實(shí)驗(yàn)研究， 分

21、析各參數(shù)與系統(tǒng)性能之間的關(guān)系，并找出改善電流跟蹤性能、 提高輸入功率因數(shù)的方法， 其中仿真和實(shí)驗(yàn)是主要手段，對(duì)于系統(tǒng)建模研究較少。3 三相電壓型PWM 整流器系統(tǒng)建模建立數(shù)學(xué)模型是深入分析和研究PWM 整流器的工作機(jī)理以及動(dòng)態(tài)和靜態(tài)特性的重要前提。本章的主要內(nèi)容是建立PWM 整流器在三相靜止坐標(biāo)系和兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型， 方便進(jìn)一步為三相電壓型PWM 整流器設(shè)計(jì)合理的控制器，以到達(dá)抑制擾動(dòng)、提高輸入輸出電壓電流的動(dòng)靜態(tài)性能的目的。本文設(shè)計(jì)的 PWM 整流器主電路采用三相電壓型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其主電路原理結(jié)構(gòu)如圖 3-1 所示：SSS135U2ai2a R2L2R1L1 i1a U1aU2b

22、i2bi1b U1bUdcRLU2ci2ci1cU1cRdS4S6S2Cf圖 3-1 三相電壓型PWM 整流器主電路在上圖中，U 2a 、 U 2b 、 U 2c 分別表示三相電網(wǎng)相電壓，U 1a 、 U1b 、 U 1c 分別為變換器側(cè)相電壓，i2a 、 i2b 、 i2c 分別為網(wǎng)側(cè)相電流，i1a 、 i1b 、 i1c 分別為變換器側(cè)相電流， L2 為網(wǎng)側(cè)電感， R2 為網(wǎng)側(cè)電感寄生電阻，L1 為變換器側(cè)電感，R1 為變換器側(cè)電感寄生電阻， C f 為濾波電容， Rd 為避免 LCL 型濾波器出現(xiàn)零阻抗諧振點(diǎn)而設(shè)置的阻尼電阻， S1 、 S2 、 S3 、 S4 、 S5 、 S6 分別

23、表示 6 個(gè)功率開(kāi)關(guān)， RL 為直流側(cè)負(fù)載。3.1 三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型由于三相電壓型 PWM 整流器的控制器帶寬主要位于低頻段， 因此，需建立在低頻段時(shí)的數(shù)學(xué)模型。 并且 LCL 濾波器在高頻段的濾波特性比 L 濾波器要好，而在低頻段的頻率特性與 L 濾波器幾乎一樣。因此在設(shè)計(jì)三相電壓型 PWM 整流器位于低頻段的數(shù)學(xué)模型時(shí)，可忽略阻尼電阻和濾波電容的影響，將 LCL 濾波器等效成 L 濾波器進(jìn)行建模。對(duì)于開(kāi)關(guān)管的不同開(kāi)關(guān)狀態(tài)，建立如下方程：1 開(kāi)關(guān)管上橋臂導(dǎo)通Sk0(k a, b, c)(3-1)開(kāi)關(guān)管下橋臂導(dǎo)通由圖 3-1 所示的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，根據(jù)基爾霍夫電壓、電流定律可得三相電

24、壓型 PWM 整流器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：LT di1aRT i1aU 2aU 1adtdi1bLT dtRT i1bU 2bU1b（ 3-2）di1cRT i1cU 2cU1cLTdtC dU dcSa i1aSbi1bSci1c iLdt上式中： LCL 濾波器總電感 LTL1L2 ；總的電感寄生電阻 RTR1 R2；U 1k U kN U NO ； U kNSkU dc ， ka, b, c 。對(duì)于三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)有：U 2aU 2bU 2 c0（ 3-3）i1a+0i1b i1c聯(lián)立式（ 3-2）和（ 3-3）可得：U NOU dcSk（ 3-4）3ka,b.c由式（ 3-4）可

25、得整流器側(cè)相電壓為：U 1kSk1Sk U dc（ 3-5）3 ka,b ,c3.2兩相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型由式（ 3-3）可知，對(duì)于三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)，三相變量中只有兩相是獨(dú)立的，即任意一相變量可由另外兩相變量進(jìn)行表示。 因此，三相原始數(shù)學(xué)模型并不是對(duì)該實(shí)際對(duì)象的最簡(jiǎn)潔描述，完全可以而且也有必要用兩相模型替代。由三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止 坐標(biāo)系的變換稱(chēng)為 clarke 變換，也叫 3s/2s 變換。采用幅值守恒原則 (即經(jīng) clarke 變換前后，通用矢量在各自坐標(biāo)系中的幅值大小不變 )的 clarke 變換矩陣為：11212C3 s/2 s233（ 3-6）3022利用式（ 3-3）的約束條件

26、可將式（3-6）擴(kuò)展成為：11122C3' s/2 s2 033（ 3-7）322111222由式（ 3-7）求反變換可得clarke 逆變換矩陣：101C2'13（ 3-8）s/3s21213221對(duì)式（ 3-8）所示矩陣，去掉其第三列，可得兩相靜止 坐標(biāo)系列到三相靜止坐標(biāo)系的變換矩陣為：10C2'13s/ 3s2（ 3-9）21322根據(jù)式 (3-6)所示的變換關(guān)系，對(duì)式(3-2)進(jìn)行坐標(biāo)變換可得三相電壓型PWM整流器在兩相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：LTdi1RT i1U 2U 1dtdi1（3-10）LT dtRTi1U 2U 1C dU dc3S i1iLS i

27、1dt2上式中： U2 、U2分別是三相電網(wǎng)電壓在軸的分量； U1 、U1分別是三相整流器側(cè)電壓在軸上的分量； i1、 i1分別是整流器側(cè)電流在軸的分量； S 、 S 分別是開(kāi)關(guān)函數(shù)在軸的分量。3.3 兩相同步旋轉(zhuǎn) dq 坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型由于三相電網(wǎng)電壓、電流等是對(duì)稱(chēng)的三相正弦變量， 對(duì)其進(jìn)行 clarke 變換后，其在兩相靜止 坐標(biāo)系下的 、 軸上的分量仍為正弦變量，而正弦變量不利于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)， 造成了對(duì)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)困難， 也對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能造成一定的影響。因此，人們提出了 park 變換，也可記為 2s/2r 變換。該變換能夠?qū)⒃趦上囔o止 坐標(biāo)系下的基波正弦變量變換到兩相同步旋轉(zhuǎn)

28、dq 坐標(biāo)系下的直流變量。根據(jù)此直流變量可使控制器的設(shè)計(jì)變得簡(jiǎn)單。假定三相電網(wǎng)電壓矢量以恒定的角速度 進(jìn)行旋轉(zhuǎn)，則可得三相電網(wǎng)電壓的表達(dá)式為：U 2aU m cost 0U 2bU m cos2（3-11）t03U 2cU m cos2t03上式中： U m 為三相電網(wǎng)相電壓峰值，0 為初始相位角。從兩相靜止坐標(biāo)系列到兩相旋轉(zhuǎn) dq 坐標(biāo)系的坐標(biāo)變換矩陣為：C2s/ 2 rcos( t0 )sin(t0 )（3-12）sint0cos(t0 )由式（ 3-12）可得兩相旋轉(zhuǎn) dq 坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的變換矩陣為：C2r /cos( t0 )sin(t0 )（3-13）2ssint0cos(

29、t0 )利用式（ 3-12）和對(duì)式（ 3-10）進(jìn)行坐標(biāo)變換，可得到三相VSR 在兩相同步旋轉(zhuǎn) dq 坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型：LTdi1dRTi1dUdtLTdi1qRT i1 qUdt2dU 1d2qU 1 q（3-14）C dU dc3Sd i1 d Sqi1q i Ldt2上式中： U 2 d 、 U 2q 分別為網(wǎng)側(cè)電壓在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d 軸和 q 軸分Ud 軸和q軸分量；i1 d 、量；U 1d 、 1q 分別我整流器側(cè)電壓在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下i1q 分別為整流器側(cè)電流在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d 軸和 q 軸分量； Sd 、 Sq 分別為開(kāi)關(guān)函數(shù)在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下下d 軸和 q

30、 軸分量。4 三相電壓型PWM 整流器控制器設(shè)計(jì)直接電流控制對(duì)整流器輸入電流進(jìn)行閉環(huán)控制， 可以補(bǔ)償系統(tǒng)參數(shù)變化帶來(lái)的誤差以及管壓降和死區(qū)的影響， 具有良好的動(dòng)靜態(tài)性能。 而且通過(guò)對(duì)電流指令進(jìn)行限幅就可以很容易的實(shí)現(xiàn)過(guò)流保護(hù)。因此本設(shè)計(jì)中采用直接電流控制方法。直接電流控制的 PWM 整流器的控制器均采用雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)。 電壓外環(huán)通過(guò)對(duì)直流母線(xiàn)電壓的調(diào)節(jié)得到交流電流指令瞬時(shí)值。 電流內(nèi)環(huán)的作用是按電壓外環(huán)輸出的電流指令進(jìn)行電流控制， 使整流器的實(shí)際輸入電流能夠跟蹤電流給定， 從而實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)正弦波電流控制。4.1 電流內(nèi)環(huán)控制器設(shè)計(jì)整流器輸入電流的控制性能是整流器控制效果好壞的關(guān)鍵。從本質(zhì)上講，

31、整流器是一種將交流側(cè)電能通過(guò)整流橋轉(zhuǎn)換到直流側(cè)電能的一種能量變換裝置。 由于電網(wǎng)電壓可認(rèn)為是不變的， 所以對(duì)整流器輸入電流快速有效的控制也就有效地控制了電能從交流側(cè)到直流側(cè)傳遞的速度和大小。由式 (3-14)可得，整流器側(cè)輸入電流滿(mǎn)足下式：LT di1dRTi1dU 2dU1dLT i1qdt（ 4-1）di1qLT dtRTi1qU 2qU1qLT i1d由上式可知， d 、 q 軸電流除了受到控制變量 U 1d、U1q 的影響外，還受到網(wǎng)側(cè)電壓 U 2 d 、 U 2q 的擾動(dòng)影響。另外從上式還可以看出d 、 q 軸電流相互耦合，給控制器的設(shè)計(jì)造成了一定的困難，將式（4-1）進(jìn)行拉氏變換，

32、并整理得：i1dUi1qU12 d U 1 dLT i1q LT s RT（ 4-2）12 q U 1qLT i1d L sRTT由于 d 軸電流和 q 軸電流之間具有對(duì)稱(chēng)性， 所以此處僅討論 d 軸電流 i1d 的控制器的設(shè)計(jì)， q 軸電流的控制器可用類(lèi)似的方法求出。以 i1 d 為被控對(duì)象， U1 d 作為控制器的輸出，由式（4-2）可得 d 軸電流閉環(huán)反饋控制框圖如下：圖 4-1 d 軸電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)控制框圖由圖 4-1知，電流閉環(huán)控制器輸出 U1 d 為：U 1 d C s i1d i1d（ 4-3）由圖 4-1可知， d 軸電流不僅與電流給定有關(guān)，而且還受到q 軸電流和電網(wǎng)電壓 d 軸

33、分量的干擾。于是可用前饋解耦算法消除耦合的q 軸電流和電網(wǎng)電壓 d軸分量干擾的影響。采用前饋解耦算法的d 軸電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)控制框圖如下：圖 4-2 采用前饋解耦算法的 d 軸電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)控制框圖由圖 4-2 可得，采用前饋解耦后的閉環(huán)控制器輸出為:U 1d C s i1d i1d U 2dLT i1q（ 4-4）簡(jiǎn)化圖 4-2 可得：圖 4-3 前饋解耦后的d 軸電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)控制框圖從圖 4-3 中，可以看到采用前饋解耦方法消除q 軸耦合電流和電網(wǎng)電壓的擾動(dòng)后，電流內(nèi)環(huán)被控對(duì)象可以簡(jiǎn)化成一個(gè)簡(jiǎn)單的一階慣性環(huán)節(jié)。同時(shí)，由于引入電網(wǎng)擾動(dòng)電壓作為前饋補(bǔ)償，大大提高了系統(tǒng)的抗干擾能力。通常情況下，選擇電

34、流控制器C s 為 PI 控制器，其傳遞函數(shù)為：C s K iPK iIK iP i s 1K iP（4-5）s, K iIi si考慮電流內(nèi)環(huán)信號(hào)采樣的延時(shí)和PWM 控制的小慣性特性， 已解耦的 d 軸電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)如圖4-4 所示：圖 4-4d 軸電流內(nèi)環(huán)控制框圖上圖中， Ts 為電流內(nèi)環(huán)電流采樣周期（也為 PWM 開(kāi)關(guān)周期）， K PWM 為橋路 PWM 等效增益。將小時(shí)間常數(shù) Ts 、 Ts 合并，可得簡(jiǎn)化的電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)，如下圖2所示：圖 4-5 化簡(jiǎn)后的 d 軸電流內(nèi)環(huán)控制框圖當(dāng)考慮電流內(nèi)環(huán)需要獲得較快的電流跟隨性能時(shí)， 可按典型型系統(tǒng)設(shè)計(jì)電流調(diào)節(jié)器。從圖 4-5 中可以看出，只需將

35、PI 調(diào)節(jié)器的零點(diǎn)抵消電流控制對(duì)象傳遞函數(shù)的極點(diǎn)即可。即iLT ，經(jīng)校正后的電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：RTK iP K PWM（4-6）Woi sRT i s 1.5Ts 1由典型 I 型系統(tǒng)最優(yōu)參數(shù)整定關(guān)系，當(dāng)取系統(tǒng)阻尼比0.707 時(shí)，有 ：1.5TsK iP K PWM1RT i2求解可得：RTiLTKiP3TsK PWM2TsK PWMKiPRTKiI3TsK PWMi式（ 4-8）位電流內(nèi)環(huán) PI 調(diào)節(jié)控制參數(shù)的計(jì)算公式。由圖 4-5 還可求得解耦后的電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為：Wci s1RT is 1.5TsRT i s21K iP K PWMKiP K PWM（4-7）（4-8）（4

36、-9）當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率足夠高，即 Ts 足夠小時(shí)，由于 s2 項(xiàng)系數(shù)遠(yuǎn)小于 s 項(xiàng)系數(shù)，因此可忽略 s2 項(xiàng)，則式（ 4-9）可化簡(jiǎn)為：Wci s1（4-10）RT i1sKiP K PWM將式（ 4-8）代入（ 4-10）可得電流內(nèi)環(huán)簡(jiǎn)化都的等效傳遞函數(shù)為：Wci s1（4-11）3Ts s1式（4-11）表明：當(dāng)電流內(nèi)環(huán)按典型型系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)，電流內(nèi)環(huán)可近似等效為一個(gè)慣性環(huán)節(jié)，其慣性時(shí)間常數(shù)為 3Ts 。顯然，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率足夠高時(shí)，電流內(nèi)環(huán)具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。當(dāng)閉環(huán)控制系統(tǒng)的閉環(huán)增益減少至 -3dB 或其相移為 45o 時(shí)，該點(diǎn)可定義為閉環(huán)系統(tǒng)頻帶寬度 fb 。對(duì)于按典型型系統(tǒng)設(shè)計(jì)的三相電壓型 PWM

37、 整流器電流內(nèi)環(huán)系統(tǒng)，由于該電流內(nèi)環(huán)可等效成一階慣性環(huán)節(jié)，因此電流內(nèi)環(huán)頻帶寬度f(wàn)bi 為：f bi111 fs（4-12）23Ts20Ts20上式中， fs 為電流內(nèi)環(huán) PWM 開(kāi)關(guān)調(diào)制頻率。由式 (4-12)可知，按上面討論的方法設(shè)計(jì)的電流內(nèi)環(huán)控制器不僅滿(mǎn)足快速性要求，同時(shí)對(duì)高頻干擾， 如開(kāi)關(guān)頻率噪聲也有較強(qiáng)的抑制能力。4.2 電壓外環(huán)控制器設(shè)計(jì)電壓外環(huán)控制的目的是為了穩(wěn)定整流器直流側(cè)電壓 U dc 。令三相電網(wǎng)基波電動(dòng)勢(shì)為：U 2 aU m costU 2 bU m cost2（4-13）3U 2 cU m cost23為簡(jiǎn)化控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)電壓基波頻率時(shí)， 可忽略 PW

38、M 分量，即只考慮開(kāi)關(guān)函數(shù) Sk k a,b, c 的低頻分量，則：Sa0.5mcost 00.5Sb0.5mcos20.5（4-14）t03Sb0.5mcos20.5t03上式中0 為開(kāi)關(guān)函數(shù)基波初始相位角； m 為 PWM 調(diào)制比 m1 。對(duì)于單位功率因數(shù)正弦波電流控制，三相電壓型PWM 整流器網(wǎng)側(cè)電流為：i1aI m costi1bI m cost23i1cI m cost23直流側(cè)電流 idc 可由開(kāi)關(guān)函數(shù)描述如下：idcSa i1a Sbi1b Sci1c由式（ 4-14）、（ 4-15）、（4-16）可得：（4-15）（4-16）i dc 0.75mI m cos 0（4-17）綜

39、合以上分析，可得三相VSR 電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖如下所示：圖 4-6 三相VSR 電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖上圖中， v 為電壓外環(huán)采樣小慣性時(shí)間常數(shù)； K vP 、 Tv 為 PI 調(diào)節(jié)器參數(shù)； Wci s 為電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)。由前面的分析已知 Wci s10 是一時(shí)變環(huán)節(jié)，這。由于 0.75mIm cos1 3Ts s給電壓環(huán)設(shè)計(jì)帶來(lái)困難。為此可以考慮以該環(huán)的最大比例增益0.75 代替。因?yàn)樽畲笤鲆鎸?duì)整個(gè)電壓環(huán)的穩(wěn)定性影響最大，所以這種近似是合理的。 將小時(shí)間常數(shù) v 和電流內(nèi)環(huán)等效時(shí)間常數(shù)3Ts 合并得 Tevv 3Ts 。在不考慮負(fù)載電流 iL 擾動(dòng)的情況下，經(jīng)簡(jiǎn)化的電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖如下圖所示：圖 4-7 三相 VSR 電壓外環(huán)控制簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)圖由于電壓外環(huán)的主要作用是穩(wěn)定整流器直流側(cè)電壓，因此，對(duì)