頻譜泄露的分析及其處理方法(共6頁(yè))_第1頁(yè)
頻譜泄露的分析及其處理方法(共6頁(yè))_第2頁(yè)
頻譜泄露的分析及其處理方法(共6頁(yè))_第3頁(yè)
頻譜泄露的分析及其處理方法(共6頁(yè))_第4頁(yè)
頻譜泄露的分析及其處理方法(共6頁(yè))_第5頁(yè)
已閱讀5頁(yè),還剩1頁(yè)未讀, 繼續(xù)免費(fèi)閱讀

下載本文檔

版權(quán)說(shuō)明:本文檔由用戶提供并上傳,收益歸屬內(nèi)容提供方,若內(nèi)容存在侵權(quán),請(qǐng)進(jìn)行舉報(bào)或認(rèn)領(lǐng)

文檔簡(jiǎn)介

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上頻譜泄露的分析及其處理方法在現(xiàn)代信號(hào)處理中,由于信號(hào)的頻域分析比時(shí)域分析具有更加清晰的物理概念和深刻含義,因而在信息技術(shù)領(lǐng)域中,F(xiàn)FT運(yùn)算和頻譜分析是一種常用的分析手段。對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻譜分析首先需要通過(guò)信號(hào)的傅里葉變換計(jì)算出信號(hào)對(duì)應(yīng)的頻譜函數(shù),但是由于實(shí)際應(yīng)用中接觸到的大量非周期連續(xù)信號(hào)x(t)的頻譜函數(shù)X(j)是連續(xù)函數(shù),利用計(jì)算機(jī)對(duì)其進(jìn)行頻譜分析時(shí)往往需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行離散化處理以近似分析相應(yīng)的頻譜。在離散化處理過(guò)程中由于被處理信號(hào)的有限記錄長(zhǎng)度和時(shí)域、頻域的離散性往往造成在頻譜分析中會(huì)出現(xiàn)一些特殊的效應(yīng),例如混疊現(xiàn)象、泄漏現(xiàn)象以及柵欄現(xiàn)象,頻譜泄漏就是這樣出現(xiàn)的。一

2、頻譜泄漏的分析所謂頻譜泄露,就是信號(hào)頻譜中各譜線之間相互影響,使測(cè)量結(jié)果偏離實(shí)際值,同時(shí)在譜線兩側(cè)其他頻率點(diǎn)上出現(xiàn)一些幅值較小的假譜,導(dǎo)致頻譜泄漏的原因是采樣頻率和信號(hào)頻率的不同步,造成周期采樣信號(hào)的相位在始端和終端不連續(xù)。設(shè)X(t)為實(shí)際信號(hào),T0為信號(hào)周期,f0=1/T0為信號(hào)頻率,Ts為采樣周期,fs=1/Ts為采樣頻率,L是截取的周期數(shù),N是采樣點(diǎn)數(shù),L、N均為正整數(shù),X(t)經(jīng)過(guò)長(zhǎng)度為L(zhǎng)T0的時(shí)間窗后得到離散序列X(n),必須滿足采樣頻率和信號(hào)頻率同步,即同步采樣的要求: LT0/Ts=Nfs/f0。當(dāng)信號(hào)X(t)的頻率f0是fs/N的整數(shù)倍時(shí),這說(shuō)明在處理長(zhǎng)度NT內(nèi)有信號(hào)的K個(gè)整周

3、期。這時(shí)由X(t)構(gòu)成的以NT為周期的周期性信號(hào)是連續(xù)的。當(dāng)信號(hào)X(t)的頻率f0不是fs/N的整數(shù)倍時(shí),則在NT的處理長(zhǎng)度內(nèi),就不是恰好為信號(hào)周期的整數(shù)倍,有X(t)以NT為周期進(jìn)行周期延拓所得到的周期性信號(hào)就出現(xiàn)了不連續(xù)點(diǎn),造成了頻譜分量從其正常頻譜擴(kuò)展開(kāi)來(lái),就這樣形成了頻譜泄漏現(xiàn)象。在對(duì)信號(hào)做FFT分析時(shí),如果采樣頻率固定不變,由于被采樣信號(hào)自身頻率的微小變化以及干擾因素的影響,就會(huì)使數(shù)據(jù)窗記錄的不是整數(shù)個(gè)周期。從時(shí)域來(lái)說(shuō),這種情況在信號(hào)的周期延拓時(shí)就會(huì)導(dǎo)致其邊界點(diǎn)不連續(xù),使信號(hào)附加了高頻分量;從頻域來(lái)說(shuō),由于FFT算法只是對(duì)有限長(zhǎng)度的信號(hào)進(jìn)行變換,有限長(zhǎng)度信號(hào)在時(shí)域相當(dāng)于無(wú)限長(zhǎng)信號(hào)和矩

4、形窗的乘積,也就是將這個(gè)無(wú)限長(zhǎng)信號(hào)截短,對(duì)應(yīng)頻域的傅里葉變換是實(shí)際信號(hào)傅里葉變換與矩形窗傅里葉變換的卷積。當(dāng)信號(hào)被截矩后的頻譜不同于它以前的頻譜。例如,對(duì)于頻率為fs的正弦序列,它的頻譜應(yīng)該只是在fs處有離散譜。但是,在對(duì)它的頻譜做了截短后,結(jié)果使信號(hào)的頻譜不只是在fs處有離散譜,而是在以fs為中心的頻帶范圍內(nèi)都有譜線出現(xiàn),它們可以理解為是從fs頻率上泄漏出去的,這種現(xiàn)象就是頻譜泄漏。泄漏現(xiàn)象對(duì)功率譜估計(jì)及正弦分量的檢測(cè)均帶來(lái)有害的影響,因?yàn)槿跣盘?hào)的主瓣很容易被強(qiáng)信號(hào)泄漏到鄰近的副瓣所淹沒(méi)及畸變的,從而造成譜的模糊與失真。 通過(guò)LABVIEW信號(hào)處理實(shí)驗(yàn)室可以看到當(dāng)邊界點(diǎn)不連續(xù)時(shí)出現(xiàn)的頻譜泄漏

5、的情況如下圖1所示: 圖1 信號(hào)邊界點(diǎn)不連續(xù)時(shí)接下來(lái)舉例說(shuō)明以上的情況。假設(shè)連續(xù)信號(hào)X(t)的周期為T(mén),現(xiàn)在對(duì)它進(jìn)行采樣,采樣時(shí)間為t,采樣N個(gè)點(diǎn),那么T=N*t,因?yàn)閒(t)的頻率f0=2*pi/T,同時(shí)又有T=N*t、fs=2*pi/t,則有f0=2*pi/N*t=fs/N。接著我們假設(shè)對(duì)一個(gè)周期采樣N=32個(gè)點(diǎn),則有f0=fs/N;當(dāng)對(duì)一個(gè)周期采樣N1=64個(gè)點(diǎn),那么N1=2*N,有f0=fs/N=fs/N1/2,即f0=2*fs/N1;同理當(dāng)N2=128,f0=4*fs/N2也就是說(shuō)如果采樣的不是整數(shù)倍的信號(hào)周期,那么這32個(gè)點(diǎn)、64個(gè)點(diǎn)、128個(gè)點(diǎn).就不是在一個(gè)整周期內(nèi)采到的,那么上

6、面的等式也就不成立了,因此也就發(fā)生了頻譜泄漏。如果原始信號(hào)的頻譜成份與FFT中的譜線完全一致,這種情況下采樣數(shù)據(jù)的長(zhǎng)度為信號(hào)周期的整數(shù)倍,頻譜中只有主瓣。沒(méi)有出現(xiàn)旁瓣的原因是旁瓣正處在窗函數(shù)主瓣兩側(cè)采樣頻率間隔處的零分量點(diǎn)。如果時(shí)間序列的長(zhǎng)度不是周期的整數(shù)倍,窗函數(shù)的連續(xù)頻譜將偏離主瓣的中心,頻率偏移量對(duì)應(yīng)著信號(hào)頻率和FFT頻率分辨率的差異,這個(gè)偏移導(dǎo)致了頻譜中出現(xiàn)旁瓣,所以窗函數(shù)的旁瓣特性直接影響著各頻譜分量向相鄰頻譜的泄漏寬度。下圖2是信號(hào)邊界連續(xù)時(shí)的頻譜圖,可以看到此時(shí)頻譜未發(fā)生泄漏。 圖2 信號(hào)邊界點(diǎn)連續(xù)時(shí)因此,綜上所述,當(dāng)采樣同步時(shí),窗口寬度等于整數(shù)個(gè)周期,矩形框的過(guò)零點(diǎn)與離散頻點(diǎn)正

7、好對(duì)齊,沒(méi)有泄漏。采樣不同步時(shí),窗口寬度不是整數(shù)個(gè)周期,諧波頻譜分布不再是一條譜線而是在整個(gè)頻域內(nèi)分布,頻譜之間相互干擾,出現(xiàn)頻譜泄漏。由以上分析可以看出,采樣不同步是造成頻譜泄漏的根本原因,減少采樣的同步誤差是抑制頻譜泄漏的根本措施。二 消除頻譜泄漏的處理方法1. 利用插值FFT方法減少頻譜泄漏1.1 窗函數(shù)應(yīng)用在諧波測(cè)量中的窗函數(shù)很多,不同的窗函數(shù)對(duì)諧波測(cè)量的影響各不相同,即使同一個(gè)窗函數(shù),參數(shù)選擇不一樣,影響也不一樣。在相同的條件下,采樣次數(shù)N和窗寬L同時(shí)增大時(shí),頻譜泄漏減小,如圖3所示。窗函數(shù)不同,各插值算法對(duì)應(yīng)參數(shù)也不同。在實(shí)際測(cè)量中用的最多的是矩形窗和海寧窗,海寧窗在減小泄漏時(shí)效果

8、更好,而且計(jì)算量相對(duì)其他窗函數(shù)偏小。 圖3 不同參數(shù)下對(duì)應(yīng)的頻譜泄漏1.2 插值算法的推導(dǎo)(窗函數(shù)為海寧窗)給定一下多頻率信號(hào)g(kt)=Am*exp(2ik),其中k=0,1,2,N-1。加海寧窗以后的離散傅里葉變換(DFT)為:GH(n)=0.5|G(n)-0.5G(n+1)+ G(n-1)|,其中G(n)為給定信號(hào)的DFT表達(dá)式,又設(shè)fm=(lm+xm),lm為整數(shù),且0xm<1,利用相鄰的兩個(gè)峰值點(diǎn)的表達(dá)式GH(lm+1),GH(lm),可推導(dǎo)出復(fù)幅值的計(jì)算式如下:Am=2xm(1-xm)/sin(xm)* exp(ixm)*(1+xm)*GH(lm)而相角則可以由下式得出:=a

9、rctanIm(Am)/Re(Am)相應(yīng)的遵循上述指導(dǎo)過(guò)程,可以得到其他函數(shù)的插值公式。在這種方法下,雖然增加采樣點(diǎn)可以在一定程度上減小泄漏,但是其計(jì)算量會(huì)加大。同樣,使用加窗函數(shù)和內(nèi)插技術(shù)來(lái)減小泄漏誤差,以提高測(cè)量的精度,但算法復(fù)雜計(jì)算量較大。2. 利用頻率同步裝置減少頻譜泄漏利用硬件裝置實(shí)現(xiàn)頻率同步的裝置很多,其中下圖4所示的是利用數(shù)字式鎖相器(DPLL)實(shí)現(xiàn)頻率同步的框圖。圖中帶通濾波器用來(lái)濾除噪聲干擾,數(shù)字式相位比較器把取自系統(tǒng)電壓信號(hào)的相位和頻率與鎖相環(huán)輸出的同步反饋信號(hào)進(jìn)行相位比較。當(dāng)失步時(shí),數(shù)字式相位比較器輸出與兩者相位差和頻率差有關(guān)的電壓,經(jīng)濾波后控制并改變壓控振蕩器的頻率,直

10、到輸入的頻率和反饋信號(hào)的頻率同步為止。一旦鎖定,便將跟蹤輸入信號(hào)頻率變化,保持兩者的頻率同步,輸出的同步信號(hào)去控制對(duì)信號(hào)的采樣和加窗函數(shù)。 圖4 頻率同步數(shù)字鎖相裝置框圖此種采用鎖相環(huán)技術(shù)實(shí)現(xiàn)硬件同步采樣的方法盡管可以在一定程度上減小頻譜泄漏,但其加大了硬件復(fù)雜度。3. 利用采樣頻率自適應(yīng)軟件算法來(lái)減少頻譜泄漏對(duì)于實(shí)際的電力信號(hào),其頻率的變化一般是比較緩慢的,相鄰的幾個(gè)周波的頻率變化很小,在對(duì)其進(jìn)行頻譜分析時(shí),針對(duì)電力信號(hào)這個(gè)特點(diǎn),采用軟件采樣頻率自適應(yīng)算法。首先以基波頻率50HZ為采樣基點(diǎn),然后通過(guò)軟件算法得到信號(hào)的實(shí)際頻率,用實(shí)際頻率自動(dòng)的調(diào)整采樣時(shí)間,可以減小同步誤差,提高精度。對(duì)于實(shí)際

11、電力信號(hào),軟件采樣頻率自適應(yīng)算法如下:(1)設(shè)定采樣間隔為T(mén)s=78.125us(采樣頻率fs=12.8kHz),采樣2×512+256點(diǎn);(2)根據(jù)采樣序列和采樣間隔,利用改進(jìn)的過(guò)零修正法計(jì)算信號(hào)的實(shí)際頻率f0;(3)由實(shí)際頻率f0調(diào)整新的采樣時(shí)間間隔,可使新的采樣時(shí)間窗是T0=1/f0的整數(shù)倍,并采樣2×512+256點(diǎn);(4)利用過(guò)采樣法進(jìn)行FFT運(yùn)算得到64點(diǎn)(N=512而只計(jì)算64點(diǎn))結(jié)果,輸出基波以及各次諧波數(shù)據(jù);(5)將2×512+256點(diǎn)采樣序列和新的采樣間隔作為參數(shù),返回第(2)步。本算法主要有以下特點(diǎn):(1)在第2步中采用數(shù)字濾波過(guò)零修正法。僅

12、僅采用一般的過(guò)零線性化來(lái)計(jì)算采樣頻率所得到f0的誤差還是較大的,由于干擾或者某些因素影響,有時(shí)甚至?xí)霈F(xiàn)錯(cuò)誤。為了解決這個(gè)問(wèn)題,對(duì)采樣序列進(jìn)行數(shù)字濾波,一般來(lái)說(shuō)基頻信號(hào)最強(qiáng),受其他諧波泄漏的影響也最小,通過(guò)數(shù)字濾波器除基頻以上的頻率成分,保證基波附近頻率通過(guò),并采用16位A/D轉(zhuǎn)換芯片,可明顯降低頻率計(jì)算誤差。(2)在第3步中通過(guò)軟件實(shí)現(xiàn)對(duì)采樣時(shí)間間隔(采樣頻率)的調(diào)整,在實(shí)際應(yīng)用中,采用DSP芯片TMS320VC5402對(duì)采樣時(shí)間的確定可以精確到0.01us,有很好的精度保證。(3)第4步中利用過(guò)采樣法進(jìn)行FFT運(yùn)算,可以減小混疊誤差,或降低對(duì)抗混疊濾波器的要求。如果進(jìn)行FFT運(yùn)算的序列不是充分的,其fs/2以上的頻率成分就會(huì)折疊到0fc段內(nèi)。對(duì)于電力信號(hào),要求分析的最高為64次的諧波,fc=3.2kHz,則fsfc,2fs3fc,3fs5fc,4fs7fc段頻譜會(huì)折疊到0fc段內(nèi)引起折疊誤差。并且在fs/2附近折疊誤差最大;但當(dāng)fc一定時(shí),提高fs會(huì)減小誤差,因此,在進(jìn)行信號(hào)分析時(shí),可用過(guò)采樣方法減小混疊誤差。需要說(shuō)明的是第4步中利用過(guò)采樣法進(jìn)行FFT運(yùn)算對(duì)運(yùn)算量的影響。對(duì)采樣信號(hào)進(jìn)行數(shù)字濾波后,求取N點(diǎn)FFT的前64點(diǎn)可得到分析的各次諧波。為了減小混疊失真,

溫馨提示

  • 1. 本站所有資源如無(wú)特殊說(shuō)明,都需要本地電腦安裝OFFICE2007和PDF閱讀器。圖紙軟件為CAD,CAXA,PROE,UG,SolidWorks等.壓縮文件請(qǐng)下載最新的WinRAR軟件解壓。
  • 2. 本站的文檔不包含任何第三方提供的附件圖紙等,如果需要附件,請(qǐng)聯(lián)系上傳者。文件的所有權(quán)益歸上傳用戶所有。
  • 3. 本站RAR壓縮包中若帶圖紙,網(wǎng)頁(yè)內(nèi)容里面會(huì)有圖紙預(yù)覽,若沒(méi)有圖紙預(yù)覽就沒(méi)有圖紙。
  • 4. 未經(jīng)權(quán)益所有人同意不得將文件中的內(nèi)容挪作商業(yè)或盈利用途。
  • 5. 人人文庫(kù)網(wǎng)僅提供信息存儲(chǔ)空間,僅對(duì)用戶上傳內(nèi)容的表現(xiàn)方式做保護(hù)處理,對(duì)用戶上傳分享的文檔內(nèi)容本身不做任何修改或編輯,并不能對(duì)任何下載內(nèi)容負(fù)責(zé)。
  • 6. 下載文件中如有侵權(quán)或不適當(dāng)內(nèi)容,請(qǐng)與我們聯(lián)系,我們立即糾正。
  • 7. 本站不保證下載資源的準(zhǔn)確性、安全性和完整性, 同時(shí)也不承擔(dān)用戶因使用這些下載資源對(duì)自己和他人造成任何形式的傷害或損失。

最新文檔

評(píng)論

0/150

提交評(píng)論