無(wú)線芯片域網(wǎng)絡(luò)中的調(diào)制解調(diào)技術(shù)

1、    無(wú)線芯片域網(wǎng)絡(luò)中的調(diào)制解調(diào)技術(shù)        鄭 潔1， 胡愛(ài)群2 時(shí)間:2008年04月22日     字 體: 大 中 小        關(guān)鍵詞:<"cblue" " target='_blank'>差分<"cblue" " target='_b

2、lank'>高斯<"cblue" " target='_blank'>時(shí)鐘信號(hào)<"cblue" " target='_blank'>多徑信道<"cblue" " target='_blank'>功率譜            摘要： 介紹了無(wú)線芯片域網(wǎng)絡(luò)(WCAN)的物理層調(diào)制解調(diào)技術(shù)，給出了

3、AWGN信道和<"cblue" " title="多徑信道">多徑信道條件下的傳輸性能仿真結(jié)果。關(guān)鍵詞： 無(wú)線芯片域網(wǎng)絡(luò) 物理層 調(diào)制解調(diào) 誤碼率隨著計(jì)算機(jī)硬件電路的不斷復(fù)雜、超大規(guī)模集成電路的集成度及時(shí)鐘速率的不斷提高，計(jì)算機(jī)系統(tǒng)內(nèi)芯片間傳統(tǒng)的有線連接方式表現(xiàn)出諸多弊端：系統(tǒng)集成度的提高使得印刷電路板(PCB)上的芯片連線數(shù)目龐大、系統(tǒng)內(nèi)多個(gè)PCB板間的連接工藝太復(fù)雜；PCB板的開發(fā)費(fèi)用高、開發(fā)時(shí)間長(zhǎng)；而且CPU時(shí)鐘速率越高，芯片間的連線就越短，PCB板就越擁擠。例如在Intel XP2400高性能嵌入式系統(tǒng)中，PCB超低功率布線

4、多達(dá)18層，制板費(fèi)已經(jīng)大大超過(guò)板上芯片價(jià)格的總和?？梢?，芯片間傳統(tǒng)的有線連接方式已成為制約高性能計(jì)算機(jī)發(fā)展的瓶頸。因此，用無(wú)線方式代替大量連接線來(lái)實(shí)現(xiàn)芯片間通信互聯(lián)的WCAN(Wireless Chip Area Network)技術(shù)便成為一個(gè)極具吸引力的解決方案。1 WCAN的物理層模型WCAN的物理層采用超寬帶(UWB)傳輸技術(shù)。UWB技術(shù)將數(shù)據(jù)直接調(diào)制在<"cblue" " title="高斯">高斯脈沖上，在幾十厘米范圍內(nèi)數(shù)據(jù)吞吐量可以達(dá)到Gbps量級(jí)。近年來(lái)片上天線技術(shù)的發(fā)展為WCAN無(wú)線連接的實(shí)現(xiàn)提供了有力支撐。WCAN

5、物理層的任務(wù)是搭建一個(gè)物理通道,并在該通道上傳輸來(lái)自介質(zhì)訪問(wèn)控制(MAC)子層的數(shù)據(jù)流。圖1給出了WCAN收、發(fā)信機(jī)的物理層模型。為保證物理層傳輸數(shù)據(jù)的高效、可靠，對(duì)物理層的設(shè)計(jì)目標(biāo)是：一要滿足FCC組織對(duì)3.1GHz10.6GHz的超寬帶<"cblue" " title="功率譜">功率譜的規(guī)定(見表1)，二要達(dá)到2.5Gbps的數(shù)據(jù)速率，同時(shí)在Eb/N0大于15dB的情況下，誤碼率應(yīng)低于10-7。2 <"cblue" " title="差分">差分編碼物理幀數(shù)據(jù)流進(jìn)入

6、發(fā)信機(jī)后首先進(jìn)行差分編碼，避免信道傳輸引起的相位模糊。圖2給出了差分編碼的原理圖。圖3是在System View 4.5仿真平臺(tái)上的仿真差分編碼波形。?圖3中第一條曲線是輸入時(shí)鐘(頻率為2.5×109Hz)，第二條曲線是差分編碼器的輸入數(shù)據(jù)流，第三條曲線是差分編碼器的輸出序列。從圖3不難發(fā)現(xiàn)，編碼器的輸出序列反映了輸入數(shù)據(jù)流相鄰碼間的變化。3 UWB脈沖成形UWB脈沖發(fā)生器的作用是產(chǎn)生連續(xù)脈沖流作為數(shù)據(jù)調(diào)制的載波。對(duì)脈沖波形的設(shè)計(jì)應(yīng)考慮：(1)功率譜應(yīng)滿足FCC規(guī)定的功率限定要求(見表1)，以避免對(duì)現(xiàn)有的無(wú)線通信或定位系統(tǒng)諸如GPS、無(wú)線接入設(shè)備、藍(lán)牙耳機(jī)、PDA及其他掌上設(shè)備產(chǎn)生影

7、響；(2)具有類似正弦波的漸變包絡(luò)及固定的振蕩波形，以克服信號(hào)失真和多徑畸變；(3)良好的相關(guān)特性，因?yàn)樵诮邮諜C(jī)內(nèi)使用了相關(guān)器以降低誤碼率。還應(yīng)考慮的另一個(gè)重要問(wèn)題是時(shí)鐘頻率應(yīng)包含在發(fā)送的信號(hào)流中，這樣在接收機(jī)中可以提取出性能良好的<"cblue" " title="時(shí)鐘信號(hào)">時(shí)鐘信號(hào)。?根據(jù)以上要求，筆者選擇了高斯三重微分脈沖。圖4是高斯濾波器的時(shí)域響應(yīng)，圖5是圖4高斯波形的三重微分輸出，圖6是滿足FCC規(guī)定的發(fā)射信號(hào)的功率譜，圖7是圖5高斯三重微分信號(hào)的自相關(guān)曲線。圖8是用來(lái)產(chǎn)生所要波形的電路模型，從其輸出可獲得圖6所示的頻譜

8、。4 數(shù)據(jù)調(diào)制數(shù)據(jù)調(diào)制的目的是將數(shù)據(jù)流加載到某個(gè)載波上。本方案以連續(xù)脈沖流(高斯三重微分脈沖)作為載波，其優(yōu)點(diǎn)是使接收機(jī)便于從接收信號(hào)中提取時(shí)鐘信號(hào)，并且恢復(fù)的時(shí)鐘信號(hào)是穩(wěn)定的。數(shù)據(jù)調(diào)制器的電路組成如圖9，被提取的時(shí)鐘信號(hào)上升沿在選擇器中根據(jù)差分編碼信號(hào)的變化輸出相應(yīng)的相位，并控制高斯三重微分脈沖的輸出相位，所輸出的已調(diào)波中包含了差分編碼數(shù)據(jù)流。數(shù)據(jù)調(diào)制器的工作過(guò)程如圖10所示。圖10(a)是數(shù)據(jù)時(shí)鐘；圖10(b)是差分編碼器的輸出數(shù)據(jù)；圖10(c)是數(shù)據(jù)時(shí)鐘的上升沿；圖10(d)是經(jīng)高斯三重微分脈沖成形后輸出的調(diào)制信號(hào)。根據(jù)前面分析，最后輸出的已調(diào)波具有圖6所示的功率譜。5 時(shí)鐘恢復(fù)時(shí)鐘恢復(fù)

9、是收信機(jī)中的一個(gè)重要模塊。接收信號(hào)的FFT分析結(jié)果如圖11所示，接收信號(hào)中直接包含了數(shù)據(jù)時(shí)鐘(2.5×109Hz)，對(duì)接收信號(hào)做整流即可得到預(yù)期的功率譜(見圖12)。顯然，圖12是一個(gè)包含時(shí)鐘尖銳頻率的功率譜，可用一個(gè)低通濾波器提取時(shí)鐘分量，濾波后的波形見圖13。然后用鎖相環(huán)(PLL)捕獲濾出的時(shí)鐘信號(hào)。6 解調(diào)當(dāng)從接收信號(hào)中恢復(fù)出時(shí)鐘信號(hào)后，便可將接收信號(hào)與本地參考脈沖信號(hào)做相關(guān)運(yùn)算進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)。時(shí)鐘信號(hào)上升沿的提取及本地參考脈沖信號(hào)產(chǎn)生與發(fā)射機(jī)中的方法一樣。而相關(guān)運(yùn)算則是通過(guò)對(duì)接收信號(hào)與本地參考脈沖信號(hào)的相乘并在一個(gè)比特的時(shí)隙內(nèi)進(jìn)行積分，然后輸出累加結(jié)果，同時(shí)對(duì)積分器進(jìn)行清空。整

10、個(gè)解調(diào)過(guò)程在恢復(fù)的時(shí)鐘信號(hào)控制下進(jìn)行。圖14給出了相關(guān)解調(diào)的仿真結(jié)果。其中第一條曲線是接收信號(hào)，第二條曲線是恢復(fù)時(shí)鐘的上升沿，第三條曲線是相關(guān)解調(diào)的結(jié)果。另外，為獲得最佳接收性能，可在相關(guān)器之前增加一個(gè)延時(shí)調(diào)節(jié)單元，以便于本地參考脈沖信號(hào)與接收信號(hào)同步。7 差分解碼差分解碼是差分編碼的逆過(guò)程。差分解碼的原理圖如圖15，其仿真結(jié)果如圖16。?在圖16中，第一條曲線是差分解碼器的輸入比特流，第二條曲線是差分解碼器的輸出序列，第三條曲線是輸入到發(fā)信機(jī)的原始數(shù)據(jù)的比特流。顯然，第二條曲線與第三條曲線基本一致，說(shuō)明整個(gè)系統(tǒng)的工作是良好的。8 誤碼性能BER(誤碼率)是測(cè)量系統(tǒng)性能的重要指標(biāo)。在WCAN中

11、主要有多徑信道和AWGN(加性高斯白噪聲信道)兩種信道模型。由于芯片天線的距離很近(通常只有幾厘米)，而且附近無(wú)反射物，所以認(rèn)為多徑影響并不嚴(yán)重。首先考慮AWGN中的誤碼率。數(shù)據(jù)速率：Rb=2.5×109bps=2.5Gbps;信道編碼：差分編碼;調(diào)制方式：二相鍵控調(diào)制(BPSK);脈沖波形：三重微分高斯波形;保護(hù)間隔：0;信道噪聲類型：AWGN;System view 4.5 的采樣速率：50GHz由圖18可見，系統(tǒng)性能與參考文獻(xiàn)2 P249中所示的性能相差3.3dB。文獻(xiàn)中的性能測(cè)試是假定收發(fā)時(shí)鐘完全同步，而本文中采用了PLL(鎖相環(huán))，有一定的性能損失。當(dāng)PLL鎖定了輸入信號(hào)的

12、相位時(shí)，仍然會(huì)有一些相位抖動(dòng)，這種抖動(dòng)引起了本地脈沖與接收脈沖的失步，從而導(dǎo)致誤碼率BER的損失。下面討論多徑信道對(duì)BER性能的影響。多徑信道一般可用式(1)表示。根據(jù)參考文獻(xiàn)4中的圖8，當(dāng)時(shí)延小于0.8ns時(shí)，相應(yīng)的功率衰減因子具有如式(2)所示的線性模式。圖19給出的是參考文獻(xiàn)4中LOS環(huán)境下多徑信道的模式。這樣便提供了四條路徑。在這種多徑情況下的BER性能見圖20?？梢姸鄰接衷黾恿?.3dB的信噪比損失。通常認(rèn)為UWB技術(shù)是抗多徑的，但當(dāng)數(shù)據(jù)速率很高，達(dá)到幾Gbps后，多徑效應(yīng)會(huì)突顯出來(lái)。由上述討論可見，采用單脈沖調(diào)制的UWB技術(shù)在AWGN信道下可以獲得預(yù)期的性能。在多徑信道下還需研究提

13、高性能的方法。參考文獻(xiàn) 1 Maria-Gabriella Di Benedetto. Understanding ultra wide band radio fundamentals, prentice hall, ISBN 0-13-148003-0, 2004.2 ?GUO L, LIANG J, CHEN X, et al. Time domain behaviors of artmis UWB antenna.2006 IEEE International Workshop,3 ?JOHN G P. Digital communications. McGraw-Hill Education, ISBN 0-07-232111-3, 2003.4 ?GHASSEMZADEH,GREENSTEIN,TAROKH. The ultrawideband indoor multipath model. IEEE P802.15 Working Group for Wireless Personal Area Networks (WPANs), July 8, 2002.5 ?SHINGO Y. All digital transmitter scheme and transceiv