匝間絕緣測試項目的釋義及正確使用

1、正確使用電機檢測中匝間絕緣測試項目1 概述近年來， 在國內電機生產和檢測中， 匝間絕緣測試項目越來越受到廣泛重視。 在 80年代和 90 年代初，各廠家和試驗室所用匝間絕緣測試儀均用目測波形差異測試法，且匝間絕緣項目測試僅用于交流電機定子繞組的測試。隨著計算機應用的提高和普及，匝間絕緣測試方法也從目測發(fā)展為用計算機進行分析和判斷。脈沖沖擊電路從閘流管發(fā)展到高壓可控硅電路，電路穩(wěn)定、可靠，不需預熱，壽命長。在 90 年代中期以后，國內匝間絕緣測試技術已發(fā)展到一個新水平。2 匝間絕緣檢測機理匝間絕緣測試機理為用一個高壓窄脈沖（根據現有標準脈沖上升沿為1.2卩S、0.5卩s兩種）加于被測繞組兩端，此

2、脈沖能量在繞組與匹配電容之間產生一個并聯自激振蕩，由于繞組直流電阻的存在，此諧振為一衰減波并較快趨近于零，分析被測繞組振蕩波形與標準繞組振蕩波形之差異，即可判斷被測繞組的優(yōu)劣，判斷其是否存在匝間短路或匝間絕緣不良問題。傳統的匝間絕緣判斷方法是將標準繞組和被測繞組兩振蕩波加于雙線示波器上，用肉眼觀察兩波形的幅值和頻率的差異， 并根據經驗判斷被測繞組是否合格， 這種方法的根本缺點是判斷主觀隨意性，沒有量化指標考核，這種方法也經常引起制造者與檢驗人之間的分歧與矛盾。隨著計算機技術的發(fā)展與普及，匝間絕緣測試方法已大有改進，用一個高速A/D 系統將繞組的脈沖電壓沖擊的衰減自激振蕩波模擬信號進行數字化處理

3、，然后由計算機對波形數據進行分析比較和計算，并由計算機對各參量的變化進行判斷。波形判斷的參量，目前國內和國際上有很多形式，如利用被測繞組振蕩波與X軸的面積和標準繞組振蕩波與X軸的面積之差的百分數法、兩個波的頻率差的百分數法、用兩個波面積差的百分數法、電暈放電法、電橋不平衡法等。目前國內使用較普遍的是面積差百分數法和頻率差百分數法。正確選擇各檢測參數，才能保證檢測準確性，現以目前國內某公司的定子綜合測試臺中匝間絕緣項目測試為例進一步闡述檢測機理與方法。匝間絕緣測試電路如圖 1：圖 1 匝間絕緣測試電路L和Rl為繞組的電感和直流電阻,C為測試臺匹配電容，Ri和F2為取樣分壓電阻，R+ F2較大,達

4、10MQ以上，對振蕩回路不產生影響。a-b端加一個高壓脈沖信號,則在回路內產生衰減自激振蕩，其振蕩頻率:此處振蕩回路Q值./L/C此處3 0必為實數即（1-CR2幾）0則起振條件為:/I7C7?r.當回路Q值很高（Rl很小或3 LRl）典型的匝間沖擊振蕩波形如圖2所示?；芈返刃ё杩筞0= L/ R.C=其中：P特性阻抗。回路消耗功率1-1/Q2=1匝間沖擊振蕩波形P 2 / Rl2+ PFePo=U/Zo+pFe=RCU/L+P Fe=RU/ p式中：pFe單位時間鐵損。自激振蕩每一周期能量損耗: W0=poT+pFeT=R.UT/ P 2 + pFeT式中：T一個振蕩周期時間。從上式可知Rl

5、、L都會影響f和 W0的變化。而L對f的影響較大，Rl對 W較大，亦即波形面積影響較明顯。某些場合鐵損占主導作用，使振蕩波很少甚至無法振蕩。由標準繞組建立一個標準波形，而若被測繞組存在匝間短路，被測繞組除由于圈數減少而引起和 RL 變化外， 更主要的由于短路圈內的感應電勢將產生一個大的感生電流，造成繞組內能量損耗，波形衰減加快，其波形面積與標準繞組波形面積差 S加大則 S/ S加大。即測試儀上 dS增加，從而判別其匝間短路的存在。被測繞組短路匝數越多，能量損耗越大，dS亦越大，越能判別其短路狀態(tài)。一般電機短路一匝，其 dS 達到 8 以上。若被測繞組僅一匝間短路，造成的L和R.變化很小，因此頻

6、率變化不明顯。同一品種電機，由于硅鋼板牌號變更，或由于疊片松緊差異較大，或繞組浸漆前后，扎線與整形前后，繞組在定子鐵芯槽內排列不一致都會引起L 的不一致，從而使振蕩波形的 S 和 f 產生差異。從這里我們知道在做產品匝間絕緣試驗時被測產品的狀態(tài)和標準產品的狀態(tài)一定要一致，避免引起不必要的誤差。3 正確選擇各檢測參數該定子綜合測試臺匝間絕緣測試項目中用戶需選擇四個參數，參數選擇的正確與否， 對產品質量，對企業(yè)經濟效益將會產生不小的影響。3.1 峰值電壓測試臺峰值電壓范圍在5003000V之間，由數字式電壓表顯示。峰值電壓選擇的依據為電機繞組由漆包線的漆膜絕緣性能，電機浸漆絕緣性能和制造工藝、操作

7、水平決定。一般E 級或 B 級絕緣的電機可選用 1000 1500V，稍高的不超過1800V,如空調電機、洗衣機電機或一般三相電機。F 級或 H級絕緣的電機可選用 18002500V,選用復合漆包線的電機也有選3000V峰值電壓的，例如空調壓縮機電機等。對于直流電機電樞的匝間測試，目前沒有統一的標準，按慣例低壓直流電機電樞匝間測試可選脈沖峰值 300500V,高壓直流電機可選10001800V。繞組總圈數多的，峰值電壓可選高一些，總匝數少的，可選峰值電壓低一些。峰值電壓由峰值保 持電路和數顯表指示實際值。因此只有在峰值脈沖發(fā)生那一瞬間才有顯示，顯示時間很短，操作者要 注意觀察。指針表指示的為高

8、壓端交流電壓值，但已折算到脈沖峰值，在特定負載下與數顯表指示 致，可以作為調整峰值電壓時參考用。dS=A S/SX 100%，其閥值大小3.2 閥值 dS即被測電機繞組振蕩波形與標準電機振蕩波形面積差的百分數， 由被測繞組和標準繞組的電阻差異、電感量差異和匝間短路等諸多因素決定。由前面公式知道，諧振回路的等效阻抗 Z0= P 2/Rl而P 2= L/C,因此，Rl和L的變化都影響損耗 P0的大小，使 S、dS加大。由公式還可知，P0與Rl成正比而與L成反比，但這里 dS取絕對值，與 S的正負無關。dS影響較大。從公式還可知損耗還與峰值U2成正比，要求測試電源穩(wěn)定，否則電源波動對從前面檢測原理可

9、知，影響 dS的最大因素還是匝間短路的發(fā)生，匝間短路使能量損耗迅速加大,波形衰減加快，dS增大。我們做過一次試驗，用某電機繞組先在測試臺上建立標準波形。然后用相同導線在相應槽內造成dS大,短路一圈，其dS=8%-10% dS的大小視電機繞組總匝數和導線粗細不同而不同，大功率電機小電機dS小。而繞組電阻 Rl對dS的變化如下表:電阻變化5%10%16%25%dS(%)1.02.84.57.328%10.633%11.685%16.7170%31.2這里要說明，以上試驗數據只對特定電機有效，因此數據只能說明參數變化規(guī)律，并不能代表每種電機參數變化的絕對值。3.3閥值df被測繞組自激振蕩頻率與標準繞

10、組自激振蕩頻率差df= f/foX1OO%，影響df的主要因素是 L,當Q值較小時Rl變化才會影響頻率變化。影響L的因素有繞組總匝數、匝數分布、繞組的松緊、整形形狀、鐵芯材料變化、浸漆前后等等。匝間短路數較小時，變化不明顯,只有當短路匝數較多，影響到L變化，才會使 增大。當測試儀接上參數穩(wěn)壓電源電壓穩(wěn)定在1%以內時，df重覆蓋精度0.5%，ds重覆蓋精度1%。一個標準繞組自激振蕩波形建立以后,被測繞組波形與標準波形比較,其dS和df影響因素大致三類: 由于制造工藝，材料等影響使df有1%2%的變化，dS有25%的變化，這一變化并非由匝間短路引起，應予分開。測試儀受溫度、電源變化等影響,岀現的重

11、復精度誤差dS 為 0.5% 1%，df 為 0.5% 1 %。 匝間短路，電暈放電等，一匝短路，多匝短路或層間短路，將引起dS8%15 %的變化或更大。目的。如何將1、2兩項因素對dS、df的影響與第三項因素對dS、df的影響分開，這是確定閥值大小的具體操作有以下幾種方法：(a)先將dS和df均設定為15%，測某種電機100200臺，從計算機 顯示數據庫”調岀測試數據,觀察dS和df范圍，按90%95%的電機的dS和df值，加大1%2%定閥值。(b) 故意造成繞組短路一匝或二匝，測量其dS 和 df 值，然后比檢測值低 1% 2%定閥值。(c) 各工廠質量控制部門根據長期生產實踐和經驗，定岀

12、一個合適的閥值?？傊?，閥值設定沒有一個統一的標準，根據電機類型和生產工藝來確定。機器繞線和嵌線的定子，df可放于2%3%,dS可放于4%5%，而手工繞嵌的定子或材料不穩(wěn)定的定子,df 可放于 3%4%， dS 可放于 8%10%左右。3.4 周期 T 的選定在測試臺的閥值設定的匝間測試項目里，最后一項是 T， T 為被測繞組和標準組兩波形比較的周期數。可視總的振蕩周期數來定，一般選取13即可，選少了不會影響測試精度。這里還需說明一點，測試臺為提高檢測靈敏度， 比較的波形是從第二個波開始的， 也就是避開了原始脈沖波， 從真正開始自激振蕩的波開始比較。實踐證明，這一措施極大地提高了檢測靈敏度，使本

13、設備匝間短路1%0匝能較方便分辨岀來。在綜合測試臺使用中，繞組少繞一匝，能否通過匝間絕緣檢測岀來，答案是否定的。從前面公式可知，繞組多或少一圈，對繞組的 R 和 L 變化很小，與繞組短路一匝的能量損失無法比擬。對于電機繞組中有一組線圈反嵌了，能否用匝間絕緣測試方法來分辨。一般來說二極、四極、六極電機若一組線圈反嵌，其對整個繞組的影響較大，Q 值變小， dS 可達到 8% 1 0 %左右，而八極、十極電機一組繞組反嵌，其 dS和df變化較小，大致在 5%8%之間，若電機工藝穩(wěn)定，材料穩(wěn)定，產品參數一致性好，離散度小， 那么 dS 在 5%也可分辨， 但手工嵌線八極電機在匝間絕緣測試時， dS 的

14、離散度已達到 8% 10 %，那么反嵌一組就無法用匝間絕緣測試來分辨了。這里要附帶說明的是，電機繞組反嵌的測試方法很多，如空載電流法、電容電壓法、起動力矩法、極性測試法等，這些方法已得到廣泛應用。高頻脈沖作用下電機定子繞組電壓的非均勻分布1? 引? 言PWM逆變驅動下，加在電機繞組上的高頻電壓在繞組內傳播，使得電機繞組的分布參數不可忽略。由于分布參數的存在，脈沖電壓在電機繞組內分布不均，從而引起部分繞組絕緣層局部過壓擊穿，這種現象已經引起國內外學者和專家的關注。文獻5,6分別用仿真手段和多導線傳輸理論研究了PWM脈沖電壓在電機繞組內的分布情況，一致認為PWM脈沖電壓上升時間過高是電機繞組絕緣擊

15、穿的主要原因，且大部分絕緣擊穿經常發(fā)生在首匝。但這些文章并沒有對高頻輸入下電機繞組內分布參數的特性進行討論。文獻 7,8 分別用一維擴散方程和非直接邊界積分方程計算繞組內的分布參數，文獻9 則利用渦流分析得到分布參數與電機輸入電壓頻率的關系，但直接數值計算方法比較繁雜，而文獻9 也只是針對整嵌式繞組進行計算，應用范圍有限。本文利用有限元分析軟件ANSYS寸定子槽內電磁場進行有限元分析，從而獲取電機繞組內的分布參數。這種方法可以討論高頻輸入寸電機繞組分布參數的影響，尤其是可以反映脈沖輸入的瞬態(tài)作用，同時能充分考慮電機材料屬性以及定子槽內繞組布線寸參數求解的影響，因此這種方法的計算結果更加有效和準

16、確。本文還通過建立電機繞組分布參數模型，利用MATLAB仿真分析高頻PW脈沖波在電機繞組內的電壓分布情況。仿真結果表明，當PWM逆變器驅動時，電機定子繞組電壓分布狀況不僅與繞組本身的分布參數有關，而且與PWM沖電壓上升時間以及傳導電纜有關。2? 定子繞組分布參數模型寸于快速上升的脈沖前沿，按照傅立葉分析，其上升時間含有大量高次諧波，為估計一個典型的PWM波前沿在定子線圈間的電壓分布，須用一個分布參數電路模型來描述定子繞組。電機繞組中的分布參數包括：自感和電阻；同一槽下的匝間互感；匝-地間電容；匝-匝間電容。Yifan Ta ng在文獻 5 中指出：利用邊界元法分析各匝的電磁場分布得知：一匝內的

17、傳導電流在直接鄰近匝感應出一100MHZ以上時才有效屏蔽磁力線，而在個反場渦流( field-opposing eddy-current )，在定子鐵心表面感應一個相寸小的反場渦流。在鄰近 匝表面的渦流屏蔽了大部分磁力線，而鐵槽表面的渦流，只在 低于1MHZ寸允許更多磁力線通過。因此互感只存在于直接相鄰的兩匝之間，即最多只有兩個互感效益寸某匝起作用。但實際上在一個槽內，某一匝周圍可能有好幾匝，所以某一匝受到的互感作用可能不 止兩個。雖然如此，為使模型簡化，本文按各匝順序考慮臨近匝間的互感作用。線端繞組分布參數電 路模型可用圖 1 表示。3? 繞組內分布參數計算為獲得如圖1所示電路中的各部分參數

18、，對于不同形式的電機繞組，參數的確定方法也不同。Finite Eleme nt Method -考慮到目前很多感應電機都是散嵌式繞組型，本文以散嵌式繞組為研究對象。由于散嵌式繞組在 槽內的位置具有不確定性，給計算繞組分布參數帶來困難。使用有限元法（FEM對電機槽內繞組進行電磁場分析，可計算散嵌繞組在不同輸入電壓上升沿時的電機繞組參數，因此能過對分布參數做出準確估算。對于某特定的一相而言，槽內繞組相對位置確定，這種假設可簡化分析過程且可行。本文以JO2-32-4型號電機為對象，研究高頻脈沖作用下電機定子槽內的電磁場，通過有限元分析得到槽內各匝分布參數。電機參數為:3.0KW, 1430 轉/ 分

19、，380 伏，6.5 安，50HZ, E 級絕緣；定/轉子槽數=36/26，每槽線數=62,并聯支路數=2,繞組單層交叉；線規(guī)：單根直徑=0.8mn。有限元分析工具采用 ANSYS軟件，依照ANSYS勺三個部分逐步進行分析和處理，最后得到各分布參數值。由于電阻值與激勵及頻率無關，所以無需通過ANSYSt行計算。求解電感與求解電容不完全相同，前者采用瞬態(tài)分析而后者只需采用靜態(tài)分析即可。首先進行電感值的計算。建立電機單槽模型,470V/500ns。加載完畢執(zhí)行以下設定5種材料分別為氣隙、鐵芯、導體、轉子和絕緣（包括匝間絕緣，槽絕緣）。然后定義材料屬性, 劃分網格，加載。本文首先將第一匝設定為激勵源

20、，瞬間電壓設定為 語句進行求解:Main Me nu: Solution -Solve-Curre nt LS.?ANSYS有兩個后處理器，即通用后處理器（POST1和時間歷程后處理器（POST26，前者只能觀看整個模型在某一時刻的結果，后者可觀看模型在不同時間段或子步歷程上的結果，常用于處理瞬態(tài)或動力分析結果。本文利用POST1得到求解后的磁力線分布,結果如圖2所示。利用POST26解得各匝的自感，表1給出了部分匝的電感計算值。為減少求解時間，求解過程未設置子過程。表1 ?部分匝自感計算參數TurnIn duc.(H)TurnIn duc.(H)10.4758E-4210.5302E-420

21、.4698E-4220.5303E-430.4698E-4230.5303E-440.4758E-4240.5302E-4420.5581E-4460.5581E-4430.5585E-4610.5641E-4440.5586E-4620.5641E-4450.5585E-411從磁力線分布看到，槽底的磁力線密度最大，從槽底往上包圍各匝的磁力線減少，因此各匝電感 值從槽底往上依次減少。從圖中磁力線分布還可看出，通過第四層的磁力線基本呈水平狀，而第四層 以上的磁力線向下突出，第四層以下的磁力線向上突出，而第四層以上靠近槽壁的各匝電感要大，第四層以下恰好相反，包圍的磁力線越多，導體自感也就越大。各

22、匝互感可用以下公式得到：? （ 1）其中k為耦合系數，取值范圍為0.8-0.9 。計算電容的物理模型和計算電感時一樣，但是由于電容與頻率沒有關系，只需進行靜電場分析。部分0.1m，故表計算結果如表2所示。表中數值均為單位長度導體的計算值，本文單槽模型的深度設定為 中所有數值除以10得到實際電容值。?表2?部分電容計算值（單位：F）TurniTurn2Turn3Turn4Tur n10.31810E-090.15364E-110.20097E-120.12643E-13Tur n20.63426E-100.15442E-110.20021E-12Tur n30.63660E-100.15363E

23、-11Tur n40.32260E-09從表2可看出，在材料屬性確定的情況下，分布電容值與導體所在位置有關?？拷郾诘膶w電容值 比遠離槽壁的導體電容值大，尤其是處于槽體中心的導體電容值最小，甚至比同一層靠近槽壁的導體 電容值小12個數量級；匝間的互容值和兩匝的相對位置有關，一般來說互容值小于兩導體本身的電 容值，相隔越遠的兩匝間的互容值越小。4?繞組電壓分布的時域分析?當脈沖波進入繞組時，一部分電流經繞組導線流過，一部分經繞組的匝間電容，還有一部分流過繞組各點對地電容，因此繞組各部分導線中的電流分布不同；同時，繞組各部分還存在互感，所以，繞組并假設各參數均勻分布，得到中的電磁聯系非常復雜。為

24、簡化計算，略去繞組損耗和各部分的互感和互容,簡化等效電路如圖 3所示。圖中 厶）、G分別為繞組單位長度的電感和對地電容,U為繞組內距離線端 I處的電壓值，x + dxU +aA處的電壓為。在不考慮繞組損耗的條件下，脈沖電壓在繞組上的電壓分布可看成脈沖電壓在無損傳輸線上的傳播。根據無損傳輸線理論可得到以下方程組10:將式（2 ）對I求導,并將式（3）代入得:? ? OF 3/ (3丿 況2 ?( 4)同理可得：？?？ 0XCK ? (5)將式（5）改寫為運算微積分形式：（x/） O U（p）, ? i（XJ） O Z（入p）其中P為算子，得：? ? ? dx?（ 6）其中 ：汽滬也才 方程（6）

25、的通解為:? U（W）=血M + 拋 W ?（ 7）A B為待定系數，由初始條件或邊界條件確定。考慮三相星型電機，當某時刻只有一相有脈沖電壓輸入，這樣實際上是串聯后的兩相繞組承受線電壓，繞組中心點位于電壓分布的中點。但是，由于電機的阻抗相對電纜阻抗大得多，因此在分析中可以將繞組中心作為一個參考點對單相繞組的電壓分布進行分析。假定作用于電機繞組首端的電壓為幅值等于弘的長直角波，電機單相繞組長匚其邊界條件為:=0fl7? X 胡，廠0? ?dV后一條件即為：？ dx將邊界條件代入式（7）及其導數式可得:應用展開定理，將其反變換成原函數，可得振蕩過程中繞組各點電位方程的時域表達式。?0Y血血1血佃$

26、叫f其中皿E為振蕩角頻率,k是空間諧波幅值。? ? （ 9）?從式（9）可以看出，電機繞組內的各點電壓是關于輸入電壓、該點位置以及時間的函數，電壓的分布是一個振蕩過程。振蕩過程與作用在繞組上的沖擊電壓波形有關。波頭陡度愈大，振蕩愈劇烈；陡 度愈小，由于電感分流的影響，起始分布與穩(wěn)態(tài)分布愈接近，振蕩就會愈緩和，因而繞組各點對地電 位和電位梯度的最大值也將降低。5?繞組電壓分布的仿真分析?為驗證脈沖電壓在定子繞組內分布的不均勻性，利用MATLAB件包建立電機繞組分布參數模型，分別討論脈沖電壓在匝間及線圈間的分布情況，從而得到繞組絕緣過早損壞的依據。5.1?匝間電壓分布建立一個50匝的線圈分布參數仿

27、真模型，如圖4所示。根據前面的理論分析得知，電壓分布不均勻大多表現在前幾匝，故只建立前 4 匝的分布參數模型，后面 46 匝用集中參數等效。匝間互感作用用耦合線圈實現，輸入信號（Signal ）由另一文件生成，可以提供單脈沖輸入和PWM脈沖輸入。圖中檢測信號為各匝電壓，最后合成在一個窗口輸出。? 對單個脈沖輸入進行分析，結果發(fā)現：（1） 脈沖輸入電壓上升時間越短，各匝的電壓降越大，電壓分布越不均勻。其原因可從上一節(jié)的時域 分析得到，上升時間越短，波頭越陡，繞組內電壓振蕩越厲害，電壓分布就越不均勻。（2） 各匝自感越大，電壓分布越不均勻，電壓振蕩越厲害；而匝間互感越大，對電壓分布反而有利。從理論

28、上分析，自感對電流有抑制作用，所以自感越大，電流越難向后傳播，造成前匝的壓降越厲害； 由于各匝電流方向相同，互感作用將一部分電流耦合到后面各匝上，加速了后面各匝的電壓建立，從 而有利于電壓的均勻分布。 第一匝對地電容 C1對電壓分布作用明顯，C1越大第一匝的電壓降越大；由于匝間電容相對各匝對 地電容而言較小，對電壓分布影響不大，如果匝間電容相對較大，則有利于電壓的均勻分布。這是因 為匝間電容的存在可將前一匝的電壓耦合到后一匝上，而不必等到電感上流過電流，所以匝間電容越 大，電壓分布越均勻。1，2，3，4 匝的電壓降，最后 46 匝壓降由于電壓值超出刻度范圍而未給出，tr 為脈沖前沿的上升時間。當輸入 PWM 脈沖序列時，電壓分布隨各參數變化特性與單個脈沖輸入時一致，但電壓分布的幅值不盡相同，因為高頻重復的脈沖圖 5 給出不同電壓上升時間下匝間電壓分布的仿真波形。圖中波形從前往后依次為第電壓輸入使得繞組內的電壓發(fā)生了疊加或者消除。5 2? 線圈間電壓分布，而且體現在線圈間，甚至后者的不均勻程? 繞組內電壓分布不均勻不但