iw規(guī)格書中文版

1、IW1710機翻中文版IW1710數(shù)字PWM電流模式控制器，應用準諧工作模式1.0 產品特點原邊反饋簡化了設計，并去除了光耦 準諧振模式，提高的整體效率EZ-EMI ® 設計，輕松滿足全球EMI標準高達130 kHz的開關頻率，適用于小尺寸變壓器極為嚴格的輸出電壓調節(jié)無需外部補償元件符合CEC/ EPA空載功耗和平均效率規(guī)定內置輸出恒流控制與初級側反饋低啟動電流（典型值10A）內置軟啟動內置短路保護和輸出過壓保護可選的AC線路欠壓/過電壓保護輕負載時工作在PFM模式電流檢測電阻短路保護過溫保護2.0 說明iW1710是一款高性能的AC/DC電源控制器，它采用數(shù)字控制技術，打造峰值電流

2、PWM模式反激式電源。iW1700工作在準諧振模式，在重負載提供高效率，以及一些關鍵的內置保護功能，同時最大限度地減少了外部元件數(shù)量，簡化了EMI設計，降低材料成本的總費用。iW1710不再需要次級反饋電路，同時實現(xiàn)出色的線性和負載調節(jié)。它在去除了環(huán)路補償元件的同時保證穩(wěn)定的工作。脈沖波形分析使環(huán)路響應是比傳統(tǒng)的解決方案快得多，從而提高了動態(tài)負載響應。內置電流限制功能可優(yōu)化變壓器設計，通用的離線應用程序在很寬的輸入電壓范圍。在輕負載時超低的工作電流和和待機功率，保證iW1710是新管理標準和平均效率應用的理想選擇。3.0 應用 3.1 典型應用電路4.0 引腳說明引腳名稱類型說明1NC-懸空腳

3、2VSENSE模擬輸入輔助電壓檢測（用于初級端調節(jié)）3VIN模擬輸入輸入端電壓平均值檢測4SD模擬輸入外部關斷控制。通過一個電阻連接到地，如不使用見10.165GND地地6ISENSE模擬輸入初級電流檢測（用于逐周期峰值電流控制和限制）7OUTPUT輸出外部MOSFET管柵極驅動。8VCC電源輸入控制邏輯的電源和電壓檢測的上電復位電路。5.0 額定最大值參數(shù)符號數(shù)值單位VCC直流電壓范圍（PIN8 VCC）VCC-0.318V直流電源電流（PIN8 VCC）ICC20mAMOSFET柵極驅動（PIN7 OUTPUT）-0.318V電壓反饋 （PIN2 VSENSE）-0.74V輸入端電壓檢測（

4、PIN3 VIN）-0.318VSD輸入（PIN4 SD）-0.318V功耗 TA25PD526mW最高結溫TJMAX125工作溫度TSTG-65150結到環(huán)境的熱阻JA160/W防靜電等級2000V閂鎖測試±100mA6.0 電氣特性VCC=12V -40至857.0 典型性能特性8.0 功能框圖9.0 工作原理iW1710采用了專有的初級側控制技術，去除了光耦反饋和傳統(tǒng)設計所需的二次調節(jié)電路的數(shù)字控制器。使AC / DC適配器的低成本得以降低。在高負載時iW1710采用臨界連續(xù)導電模式（CDCM）和脈沖寬度調制（PWM）模式，在輕負載時切換到脈沖頻率調制（PFM）模式，使功耗降至

5、最低，以滿足EPA2.0規(guī)范。此外，iWatt公司的數(shù)字化控制技術，實現(xiàn)了快速的動態(tài)響應，嚴格的輸出調節(jié)，以及初級側控制，多項保護電路功能。參照圖8.1中，基于所述線路電壓和輸出電壓的反饋信號，數(shù)字邏輯模塊產生的導通和關斷的信號控制開關，并以此來動態(tài)地控制外部MOSFET的電流。系統(tǒng)環(huán)路通過數(shù)字誤差放大器內部補償。充足系統(tǒng)的相位和增益裕度是由設計保證，且不需要外部模擬組件的環(huán)路補償。iW1710采用了先進的數(shù)字化 控制算法，以減少系統(tǒng)設計時間，提高可靠性。此外，iW1710能精確控制的次級電流，且無需任何次級側檢測電路。內置的保護功能包括過壓保護（OVP），輸出短路保護（SCP）和軟啟動，交流

6、線路欠壓保護，過電流保護，和ISENSE故障保護。如果它檢測到它的任何檢測引腳被打開或短路也iW1710自動關閉。iWatt公司的數(shù)字化控制方案，專為滿足電源轉換設計所面臨的挑戰(zhàn)和權衡。這項創(chuàng)新技術非常適用于新法規(guī)對于節(jié)能模式要求的實用設計，如最低的成本，最小的尺寸和性能最高的輸出控制。9.1 引腳說明PIN2 VSENSE從輔助繞組感應信號輸入。用于調節(jié)次級輸出電壓的反饋電路。Pin3 VIN通過分壓電阻從整流線路獲取輸入端電壓信號，用于輸入欠壓和過壓保護。及在啟動時給IC供電。Pin4 SD外部關斷控制。如果不使用關斷控制，該引腳通過一個電阻連接到GND。（詳見10.16）Pin5 GND

7、地Pin6 ISENSE初級電流檢測。用于周期峰值電流循環(huán)的控制。Pin7 OUTPUTMOSFET柵極外部開關驅動。Pin8 VCCIC電源，當電壓到12V時IC啟動，低于6V時IC關機。去耦電容應連接在VCC和GND。9.2 開機在啟動之前VIN引腳可通過VIN和VCC之間的二極管給VCC電容充電（見圖8.1）。當VCC完成充電且電壓高于啟動閾值時VCC（ST），激活邏輯控制，打開VIN的ENABLE開關以及數(shù)模轉換器，檢測輸入電壓。一旦VIN引腳的電壓高于VINSTLOW，iW1710啟用軟啟動功能。一種在啟動狀態(tài)的自適應的軟啟動控制算法。在啟動時，初始輸出脈沖將從小逐漸變大，直至完全脈

8、沖寬度。峰值電流的限制由電流峰值比較器(IPEAK)逐周期檢測控制。如果在任何時間VCC電壓低于VCC（UVL）閾值，則所有的數(shù)字邏輯復位。此時的VIN開關關斷，使得VCC電容可以充電,重新達到啟動閾值。9.3 了解主反饋圖9.2顯示了一個簡化的反激式轉換器。當開關Q1導通(TON)，能量Eg（t）被存儲在電感LM中.整流二極管D1被反向偏置，電流IO通過次級電容CO給負載供電。當Q1斷開時，D1導通，存儲的能量Eg（t）傳遞到輸出端。為了精準地調節(jié)輸出電壓，需要非常精確檢測到輸出電壓和負載電流。在DCM模式的反激轉換器中，該信息可以通過輔助繞組來獲取。在Q1導通期間，負載電流由輸出濾波電容器

9、CO供給。假設Q1兩端的電壓降為零，LM兩端的電壓VG（t）以及Q1的電流的上升斜率為：在導通時間結束時，電流上升到：該電流的儲能量：當Q1截止，LM中的IG（T）強制反轉所有繞組的極性。忽略在關斷的瞬間所造成的漏感LK，初級電流轉移到次級處的峰值幅度：假設次級繞組為主繞組，輔助繞組為副繞組：輔助電壓由下式給出：圖9.3反映了輸出電壓。在負載上的電壓不同于二極管壓降和IR損耗的次級電壓。二極管壓降電流的函數(shù)，因為是IR損耗。因此，如果次級電壓總是讀在一個恒定的次級電流，輸出電壓和次級電壓之間的差值將是一個固定的V。此外，如果電壓可以當二次電流較小讀取;例如，在輔助波形的拐點（見圖9.3），則V

10、也將是小的。與iW1710，V可以忽略。iW1710實時波形分析器讀取輔助回路的周期波形的一部分，產生一個反饋電壓VFB。該VFB信號精確地表示輸出電壓，并用于調節(jié)輸出電壓。9.4 恒壓模式經過軟啟動之后，數(shù)字控制模塊測量到輸出條件。它確定輸出功率電平，根據(jù)負載調整控制系統(tǒng)。如果這是在正常范圍內，器件工作在恒壓（CV）模式，并改變脈沖寬度（TON）和關閉時間（TOFF），以滿足輸出電壓調節(jié)的要求。根據(jù)不同的線路和負載條件，在此模式下的PWM開關頻率為30 kHz和130 kHz之間的。如果檢測到VSENSE上的電壓小于0.2 V，則判定變壓器的輔助繞組可能是開路或短路，iW1710將關閉。9.

11、5 瞬態(tài)動態(tài)負載有三種情況構成在負載瞬態(tài)期間的電壓下降。VDROP（電纜）電壓的下降是由于電流會通過增加的連接器或電纜。影響負載瞬態(tài)電壓下降的第二成分為VDROP。VSENSE的信號能夠顯示輸出電壓的顯著下降。這是由值Vmin，或檢測到負載瞬態(tài)的參考電壓決定。Vmin越小這個電壓就越小。請記住，較小的Vmin比一個較大的Vmin使VSENSE容易受噪音干擾和失真。在電壓的最終壓降是由于從當VSENSE下降值V min出現(xiàn)的下一個VSENSE的信號時的時間。在最壞的情況下，這是多少電壓期間最長的切換期間下降。在這種情況下，較大的輸出電容大大減小了VDROP（IC）的。當iW1710檢測到的輸出電

12、壓比額定輸出電壓更高時，就增大開關周期從而降低輸出電壓。TPERIOD（CLAMP）指的是從高于額定輸出電壓到檢測到iW1710切換至額定輸出電壓的時間。快速的負載變化時，輸出電壓可能沒有及時調整。因此，對于這種情況下，當電源變?yōu)閺目蛰d到重負載之前輸出電壓穩(wěn)定TPERIOD（CLAMP）替代TPERIOD（PFM 在公式9.8。9.6 諧振開關模式為了降低MOSFET的開關損耗和EMI，IOUT為50以上時iW1710采用諧振開關模式。在諧振開關模式，MOSFET開關的導通點處于穿過漏極和MOSFET的源極諧振電壓的最低點（參見圖9.4）。開關在VDS最低時，開關損失將處于最小。以最低的VDS

13、打開MOSFET產生最低的dv / dt，而諧振開關模式也可減少電磁干擾。限制開關頻率范圍，當開關頻率變得過高iW1710可能跳過谷部（見于圖9.4的第一個循環(huán)）。iW1710在恒流模式時處于諧振開關模式。因此，在恒流模式時EMI和開關損耗仍然是最小的。這個功能是優(yōu)于僅在恒壓模式期間支持諧振開關模式的其他準諧振技術。對于如充電器等主要工作在CC模式電源是有益的。9.7 恒流模式對在恒流模式（CC模式）在電池充電應用是有用的。在這種模式下，iW1710將保持輸出電流的恒定，而不管輸出電壓，同時避開了連續(xù)傳導模式。iW1710通過主電流檢測間接地檢測負載電流以保持恒流。初級電流由ISENSE引腳通

14、過從MOSFET的源極接地的電阻器進行檢測。9.8 輕載時工作在PFM模式負載電流大于10時W1710工作在固定頻率的PWM模式和斷續(xù)模式。當負載電流減小時，導通時間tON也將減小。當負載電流下降到10以下時，控制器轉換到脈沖頻率調制（PFM）模式。然后，導通時間由線電壓進行調制，并在關斷時間由負載電流調制。負載電流增大時設備會自動返回到PWM模式下的。9.9 變頻運行在每個開關周期，都會檢測VSENSE的下降。如果沒有檢測到VSENSE的下降沿，關斷時間將延長，直到VSENSE的下降沿被檢測到。允許的最大變壓器復位時間為120微秒。當變壓器復位時間達到最大值復位時，iW1710立即關閉。9.

15、10 內部回路補償iW1710集成了一個內部數(shù)字誤差放大器，對外部環(huán)路補償沒有要求。在一個典型的電源設計中，環(huán)路穩(wěn)定性有保證，以提供至少45°的相位裕量和-20dB增益裕量。9.11電壓保護功能iW1710包括防止輸入欠壓（UV）和過壓輸出功能（OVP）。輸入電壓是由VIN引腳監(jiān)測，輸出電壓由VSENSE引腳監(jiān)測。如果在這些引腳上的電壓超過各自的欠壓或過壓閾值的iW1710立即關閉。然而，IC仍偏向釋放VCC電源。一旦VCC低于UVLO閾值時，控制器復位，然后啟動一個新的軟啟動周期?？刂破骼^續(xù)嘗試啟動，直到故障排除為止。9.12 PCL，OC和SRS保護峰值電流限制（PCL），過流保

16、護（OCP）和檢測電阻短路保護（SRSP）是內置入iW1710特征。iW1710的ISENSE引腳能夠監(jiān)視初級峰值電流。逐周期進行峰值電流的控制和限制。當檢測到初級峰值電流乘以ISENSE檢測電阻大于1.1 V時，IC將立即關閉柵極驅動器，直到下一個周期。在下一周期中輸出驅動器將發(fā)出轉換脈沖，開關脈沖將繼續(xù)，如果未達到所述OCP閾值，開關脈沖將關閉。如果ISENSE檢測電阻短路，沒有檢測到過電流情況會有潛在的危險。因此，IC被設計成檢測到檢測電阻短路后，保護功能立即被啟動，關斷開關。將VCC的電量釋放掉，一旦VCC低于UVLO閾值時，控制器復位，然后啟動一個新的軟啟動周期?？刂破骼^續(xù)嘗試啟動，

17、但不完全的啟動，直到故障被清除。9.13關閉iW1710關機（SD）引腳提供的保護功能：防止過熱（OTP）和額外的過壓保護（OVP）。iW1710會在監(jiān)測過熱故障和過壓故障間切換。iW1710SD引腳連接一電流并流過NTC檢測電阻，通過檢查引腳上的電壓以確定過熱情況。每周期都對SD引腳進行過溫保護和過熱保護檢測，如在圖9.6示出SD引腳連接一個連接到地的電阻RSD到芯片內部來進行過電壓監(jiān)測。10 設計實例10.1設計流程本實例給出了iW1710反激式轉換的設計過程。參見圖12.1的應用電路。此適配器的設計目標如表10.1。符合UL，IEC，和CEC的要求。確定設計規(guī)格（Vout,Iout_ma

18、x ,Vin_m ax,Vin_min,line,Ripple specification紋波規(guī)范）確定產品型號確定RVIN電阻確定匝數(shù)比確定VIN導通時間確定勵磁電感確定初級匝數(shù) 確定次級匝數(shù)確定輔助繞組和Vcc電容確定Vsense的電阻繞制變壓器確定電流檢測電阻確定輸入電容確定輸出電容確定緩沖網絡確定電流檢測濾波器完成參數(shù)符號范圍輸入電壓VIN85265V頻率fin47-64Hz待機功耗PIN100mW輸出電壓VOUT12V輸出電流IOUT1.2A輸出紋波電壓VRIPPLE100mV輸出功率POUT15W效率80%10.2確定產品型號根據(jù)設計規(guī)范，選擇最適合的部分的設計。有關選項的詳細信息

19、，請參閱第14.0節(jié)。在下面的計算中，其中VFD的輸出二極管的正向電壓使用方程10.1為VOUT。在這個例子中，沒有電纜，所以VCableDrop為0 V，假設VFD是0.5，VOUT為： VOUT=12V+0V+0.5V=12.5V10.3輸入選擇VIN電阻器進行選擇，主要按比例降低輸入電壓的集成電路。在IC輸入電壓默認比例因子為0.0043，該管腳的內部阻抗ZIN（25 K）。因此，在VIN電阻應等同于從方程10.2，理想RVIN應為5.79 M，較低的RVIN值可以減小電源的啟動時間。RVIN的值會影響IC的（VINTON）的范圍。對于這個例子RVIN被選擇為5.1M因此請記住，改變RV

20、IN其它阻值時，啟動的最小和最大輸入電壓也被改變。由于iW1710采用VIN來檢測輸入電壓，應在輸入引腳VIN使用電容來過濾掉可能出現(xiàn)的信號噪聲。這對于在浪涌狀態(tài)下的線路尤其重要。10.4匝數(shù)比在PFM模式下的變壓器最大主次級匝比由最小可檢測的復位時間來確定。TRESET(min)設定為1.5us在這個例子中匝比選擇設為6。記住在諧振模式中，較高匝比具有較低的VDS導通電壓，這意味著較少的開關導通功率損耗。還要考慮高匝比對對MOSFET（VDS）的電壓應力增加的影響。以及低匝比對輸出二極管上的電壓應力增加影響。10.5最大輸入伏秒值VINTON傳統(tǒng)的設計方式是，最大輸入伏秒值要滿足在滿負荷和最

21、低輸入電壓條件。因此iW1710的VINTON要滿足公式10.6和10.7的約束TRES如圖10.2 VDS的諧振周期。TRES可估計為約2微秒為起點，然后調節(jié)電源被測試之后。在滿足這兩個條件后（VINTON）最大可通過公式10.8確定VINDC（min）是大容量電容的最小輸入電壓。為了避免在正常工作期間輸入欠壓檢測，VINDC（min）應高于輸入欠壓關斷限制進行設定。假設TRES為2s，然后留一定的余量，我們在方程10.8設VINDC（min）為79 V另外，為了保證足夠的余量值，通常是：由于我們計算的534 V·微秒為我們的VINTON，我們有足夠的余量。10.6 勵磁電感iW1

22、710的一個特點是勵磁電感對CC曲線缺乏依賴。盡管恒定電流限制不依賴于勵磁電感，但勵磁電感對其仍有限制。電源的最大輸出功率需通過LM來調節(jié)。這由下式給出：X是變壓器的效率，在本例中我們假定它是87。最小LM由最大初級峰值電流決定。 最大ISENSE電壓對應VREG-TH。RIsense計算見10.11。因此，LM的下限為：在這個例子中，我們選擇LM為0.577 mH的。如果這些限制不給予LM足夠的寬度，增加（VINTON）MAX可提高對LM的上限。注意，不要超出上面（VINTON）MAX的限制。另外，請記住，如果（VINTON）MAX不滿足方程10.6和10.7，則不滿足滿負荷和最低輸入電壓的

23、條件限制，這些方程也見失效。10.7初級繞組為了保證變壓器飽和時，必須不能超過最大磁通密度。因此，最低初級繞組必須滿足BMAX是最大磁通密度，AE為磁場面積。從變壓器鐵芯數(shù)據(jù)，我們發(fā)現(xiàn)，在這個例子中BMAX為300mT。AE是22.6平方毫米,對應的磁芯規(guī)格為EE19在這個例子中，初級匝數(shù)選擇90。10.8 次級繞組從初級繞組的匝數(shù)，得到次級繞組。因此，在我們的例子：10.9 輔助繞組和VCC電容iW1710偏壓繞組提供的VCC應低于16 V，確保正常工作期間VCC不超過16V設定VCC約為10 V選擇的NBIAS要接近這個數(shù)字，在這個例子中，我們選擇12圈。VCC電容（CVCC）在正常工作時

24、給IC供電，并在啟動之前檢測其電壓以確保在啟動和運行的電壓范圍。啟動時間是多快由此電容充電情況決定。10.10 VSENSE電阻和繞組輸出電壓調節(jié)主要由反饋信號VSENSE確定。在IC內部，VSENSE比較參考電壓VSENSE（標稱值）。其中，VSENSE（標稱值）為1.538 V從這里我們可以找到需要的RBVsns和RTVsns的比例。在這個例子中，我們設置RTVsns為24k。假設VSENSE與VCC我們使用相同的繞組：此時已經完成變壓器的設計，我們需驗證變壓器是否合乎要求。10.11 電流檢測電阻Isense電阻決定電源的最大輸出電流。輸出電流的電源的情況。當輸出的最大電流是時，在ISE

25、NSE引腳的電壓（visense）應達到最大。因此，在恒定電流時在此方程中帶入10.20iw1710的 KC是0.5伏，因此RIsense取決于最大輸出電流從表10.1給出了輸出電流為1.2，因此，RIsense是我們建議RIsense使用±1%公差的電阻10.12 輸入大電容輸入大電容，CBULK需要保持在電壓下降是依然有足夠的輸入功率保持恒定的輸出功率。因此CBULK必須是：VINAC（MIN）是輸入到電源的最小輸入電壓（有效值），F(xiàn)LINE是最低電源頻率（47赫茲）。 VINDC（min）由方程10.9計算。10.13 輸出電容輸出電容影響電源的穩(wěn)態(tài)紋波和動態(tài)響應假設一個理想的

26、電容器的ESR（等效串聯(lián)電阻）和ESL（等效串聯(lián)電感）可以忽略不計，然后：輸出電容器給負載供電時，次級電流輸出 ISEC(pk)為保持輸出電壓（紋波）為100 mV在這種計算中ESR和ESL被忽略；但計算仍然有效，因為在電源的輸出端有第二級LC濾波器，這兩個組件能減少ESR和ESL的波紋；然而現(xiàn)實中紋波會比計算稍高。假設負載從空載到輸出電流（高）。然后從9.5節(jié)，方程9.8我們發(fā)現(xiàn)輸出電容（Cout（動態(tài)）和Vdrop（IC）之間的關系然后解決Vdrop（IC）從圖9.4，在VDynamic(DROP) 是允許的最大電壓降為設計過程中的動態(tài)響應，VDROP(Cable)是由于電纜電阻

27、的電壓降，并VDROP(sense)是在電壓下降到之前的信號是足夠低的注冊動態(tài)響應。在TP(No load)是無負載條件下的最大的周期，通過公式10.30：假設電源效率在無負載（無負載）是50%，在瞬態(tài)負載從空載到50%負載，我想讓VOUT（PCB）的下降不超過1 V。COUT(Dynamic)應為由于沒有電纜，VDROP(cable)為0V 帶入方程10.19在COUT(Dynamic)和COUT(Steady State)之間選擇較大的電容值。在此為680F10.14 緩沖網絡緩沖網絡的作用是MOSFET開關其間減少電壓應力。我們的目標是消除變壓器的漏感能量。保守的設計是假設的漏感能量只通

28、過緩沖消耗。因此，LLK可以從變壓器測得，VDS是MOSFET兩端的電壓。Vsnub（PK）和Vsnub（Val）是緩沖電容器兩端的電壓。選擇一個Csnub，CsnubY越小在MOSFET上的電壓應力越大。然而，電容越大越昂貴。在滿足Vsnub（PK）和Vsnub（Val）標準的基礎上選擇Csnub。現(xiàn)在需要一個電阻來消耗在柵極驅動器導通期間的Vsnub（PK）至Vsnub（Val）間的能量。這個電阻消耗了：利用公式10.32解決Rsnub。這里給予CSNUB和RSNUB保守的估值。包含二極管和串聯(lián)電阻的緩沖網絡中。當MOSFET關閉時二極管將電流緩沖到電容器；在MOSFET重新打開后有反向電

29、流流過二極管。反向電流的發(fā)生是因為在二極管從正偏到反偏的瞬間二極管仍處于導通狀態(tài)。這種扭曲的下降沿信號會通過VSENSE影響到IC的工作狀態(tài)。因此，與二極管串聯(lián)的電阻能在MOSFET重新打開后減少流過二極管的反向電流。10.15 消除Ton延時iw1710還包含一個功能，允許調整高壓線和低壓線路的恒定電流曲線的匹配。高壓線和低壓線路的不匹配是由于IC的傳輸延遲，驅動導通延遲，及MOSFET的導通延遲造成的。MOSFET柵極電阻會進一步增加驅動導通延遲。 iW1710通過對這些因素的計算來靈活的調整對延遲的補償。RDly和CDly提供額外的延遲補償。確定RDly和CDly的數(shù)值應遵循這些步驟：1.無濾波元件限制測量高壓線和低壓線路的恒定電流之間的差異。2.從圖11.1找到這種差異的最佳匹配曲線。3.找到匹配電源的LM和tRC4.從10.33找到RDly和CDly的方程10.16 SD保護SD引腳可配置的保護提供三種不同的類型：過熱保護、過壓保護、過熱和過壓保護。圖10.3顯示了三種配置和沒有OTP及過壓保護的情況。僅過熱保護（圖10.3a） iW1710通過檢測流過SD引腳