阻抗匹配的研究

1、阻抗匹配的研究在高速的設計中，阻抗的匹配與否關系到信號的質(zhì)量優(yōu)劣。阻抗匹配的技術可以說是豐富多樣，但是在具體的系統(tǒng)中怎樣才能比較合理的應用，需要衡量多個方面的因素。例如我們在系統(tǒng)中設計中，很多采用的都是源段的串連匹配。對于什么情況下需要匹配，采用什么方式的匹配，為什么采用這種方式。例如：差分的匹配多數(shù)采用終端的匹配；時鐘采用源段匹配；1、串聯(lián)終端匹配串聯(lián)終端匹配的理論出發(fā)點是在信號源端阻抗低于傳輸線特征阻抗的條件下，在信號的源端和傳輸線之間串接一個電阻R，使源端的輸出阻抗與傳輸線的特征阻抗相匹配，抑制從負載端反射回來的信號發(fā)生再次反射.串聯(lián)終端匹配后的信號傳輸具有以下特點：A 由于串聯(lián)匹配電阻

2、的作用，驅(qū)動信號傳播時以其幅度的50向負載端傳播；B 信號在負載端的反射系數(shù)接近1，因此反射信號的幅度接近原始信號幅度的50。C 反射信號與源端傳播的信號疊加，使負載端接受到的信號與原始信號的幅度近似相同；D 負載端反射信號向源端傳播，到達源端后被匹配電阻吸收；E 反射信號到達源端后，源端驅(qū)動電流降為0，直到下一次信號傳輸。相對并聯(lián)匹配來說，串聯(lián)匹配不要求信號驅(qū)動器具有很大的電流驅(qū)動能力。選擇串聯(lián)終端匹配電阻值的原則很簡單，就是要求匹配電阻值與驅(qū)動器的輸出阻抗之和與傳輸線的特征阻抗相等。理想的信號驅(qū)動器的輸出阻抗為零，實際的驅(qū)動器總是有比較小的輸出阻抗，而且在信號的電平發(fā)生變化時，輸出阻抗可能

3、不同。比如電源電壓為4.5V的CMOS驅(qū)動器，在低電平時典型的輸出阻抗為37，在高電平時典型的輸出阻抗為454；TTL驅(qū)動器和CMOS驅(qū)動一樣，其輸出阻抗會隨信號的電平大小變化而變化。因此，對TTL或CMOS電路來說，不可能有十分正確的匹配電阻，只能折中考慮。鏈狀拓撲結(jié)構(gòu)的信號網(wǎng)路不適合使用串聯(lián)終端匹配，所有的負載必須接到傳輸線的末端。否則，接到傳輸線中間的負載接受到的波形就會象圖3.2.5中C點的電壓波形一樣。可以看出，有一段時間負載端信號幅度為原始信號幅度的一半。顯然這時候信號處在不定邏輯狀態(tài)，信號的噪聲容限很低。串聯(lián)匹配是最常用的終端匹配方法。它的優(yōu)點是功耗小，不會給驅(qū)動器帶來額外的直流

4、負載，也不會在信號和地之間引入額外的阻抗；而且只需要一個電阻元件。2、并聯(lián)終端匹配并聯(lián)終端匹配的理論出發(fā)點是在信號源端阻抗很小的情況下，通過增加并聯(lián)電阻使負載端輸入阻抗與傳輸線的特征阻抗相匹配，達到消除負載端反射的目的。實現(xiàn)形式分為單電阻和雙電阻兩種形式。并聯(lián)終端匹配后的信號傳輸具有以下特點：A 驅(qū)動信號近似以滿幅度沿傳輸線傳播；B 所有的反射都被匹配電阻吸收；C 負載端接受到的信號幅度與源端發(fā)送的信號幅度近似相同。在實際的電路系統(tǒng)中，芯片的輸入阻抗很高，因此對單電阻形式來說，負載端的并聯(lián)電阻值必須與傳輸線的特征阻抗相近或相等。假定傳輸線的特征阻抗為50，則R值為50。如果信號的高電平為5V，

5、則信號的靜態(tài)電流將達到100mA。由于典型的TTL或CMOS電路的驅(qū)動能力很小，這種單電阻的并聯(lián)匹配方式很少出現(xiàn)在這些電路中。雙電阻形式的并聯(lián)匹配，也被稱作戴維南終端匹配，要求的電流驅(qū)動能力比單電阻形式小。這是因為兩電阻的并聯(lián)值與傳輸線的特征阻抗相匹配，每個電阻都比傳輸線的特征阻抗大?？紤]到芯片的驅(qū)動能力，兩個電阻值的選擇必須遵循三個原則：兩電阻的并聯(lián)值與傳輸線的特征阻抗相等；與電源連接的電阻值不能太小，以免信號為低電平時驅(qū)動電流過大；與地連接的電阻值不能太小，以免信號為高電平時驅(qū)動電流過大。并聯(lián)終端匹配優(yōu)點是簡單易行；顯而易見的缺點是會帶來直流功耗：單電阻方式的直流功耗與信號的占空比緊密相關

6、？；雙電阻方式則無論信號是高電平還是低電平都有直流功耗。因而不適用于電池供電系統(tǒng)等對功耗要求高的系統(tǒng)。另外，單電阻方式由于驅(qū)動能力問題在一般的TTL、CMOS系統(tǒng)中沒有應用，而雙電阻方式需要兩個元件，這就對PCB的板面積提出了要求，因此不適合用于高密度印刷電路板。 當然還有：AC終端匹配；基于二極管的電壓鉗位等匹配方式理論上講,分三種,而實際應用上分很多種.方式不一樣，目的是一至的。為最大功率通常對某個頻點上的阻抗匹配可利用SMITH圓圖工具進行, 兩個器件肯定能搞定, 即通過串+并聯(lián)電感或電容即可實現(xiàn)由圓圖上任一點到另一點的阻抗匹配, 但這是單頻的。而手機天線是雙頻的, 對其中一個頻點匹配,

7、必然會對另一個頻點造成影響, 因此阻抗匹配只能是在兩個頻段上折衷.在某一個頻點匹配很容易，但是雙頻以上就復雜點了。因為在900M完全匹配了，那么1800處就不會達到匹配，要算一個適合的匹配電路。最好用仿真軟件或一個點匹配好了，在網(wǎng)絡分析儀上的 S11參數(shù)下調(diào)整，因為雙頻的匹配點肯定離此處不會太遠。，只有兩個元件匹配是唯一的，但是 pi 型網(wǎng)絡匹配，就有無數(shù)個解了。這時候需要仿真來挑，最好使用經(jīng)驗。仿真工具在實際過程中幾乎沒什么用處。因為仿真工具是不知道你元件的模型的。你必須要輸入實際元件的模型，也就是說各種分布參數(shù)，你的結(jié)果才可能與實際相符。一個實際電感器并不是簡單用電感量能衡量的，應該是一個

8、等效網(wǎng)絡來模擬。本人通常只會用仿真工具做一些理論的研究。實際設計中，要充分明白Smith圓圖的原理，然后用網(wǎng)絡分析儀的圓圖工具多調(diào)試。懂原理讓你定性地知道要用什么件，多調(diào)是要讓你熟悉你所用的元件會在實際的圓圖上怎么移動。（由于分布參數(shù)及元件的頻率響應特性的不同，實際件在圓圖上的移動和你理論計算的移動會不同的）。雙頻的匹配的確是一個折衷的過程。你加一個件一定是有目的性的。以GSM、DCS雙頻來說，你如果想調(diào)GSM而又不太想改變DCS，你就應該選擇串連電容、并聯(lián)電感的方式。同樣如果想調(diào)DCS，你應該選擇串電感、并電容。理論上需要2各件調(diào)一個頻點，所以實際的手機或者移動終端通常按如下規(guī)律安排匹配電路

9、：對于簡單一些的，天線空間比較大，反射本來就較小的，采用Pai型（2并一串），如常規(guī)直板手機、常規(guī)翻蓋機；稍微復雜些的采用雙L型（2串2并）：對于更復雜的，采用LPai型（2串3并），比如用拉桿天線的手機。記住，匹配電路雖然能降低反射，但同時會引入損耗。有些情況，雖然駐波比好了，但天線系統(tǒng)的效率反而會降低。所以匹配電路的設計是有些忌諱的；比如在GSM、DCS手機中匹配電路中，串聯(lián)電感一般不大于5.6nH。還有，當天線的反射本身比較大，帶寬不夠，在smith圖上看到各頻帶邊界點離圓心的半徑很大，一般加匹配是不能改善輻射的。天線的反射指標（VSWR，return loss）在設計過程中一般只要作為

10、參考。關鍵參數(shù)是傳輸性參數(shù)（如效率，增益等）。有人一味強調(diào)return loss，一張口要10dB，駐波比要小于1.5，其實沒有意義。我碰到這種人，我就開玩笑說，你只要反射指標好，我給你接一個50歐姆的匹配電阻好了，那樣駐波小于1.1啊，至于你手機能不能工作我就不管了！SWR駐波比僅僅說明端口的匹配程度，即阻抗匹配程度。匹配好，SWR小，天線輸入端口處反射回去的功率小。匹配不好，反射回去的功率就大。至于進入天線的那部分功率是不是輻射了，你根本不清楚。天線的效率是輻射到空間的總功率與輸入端口處的總功率之比。所以SWR好了，無法判斷天線效率一定就高（拿一個50ohm的匹配電阻接上，SWR很好的，但

11、有輻射嗎？）。但是SWR不好了，反射的功率大，可以肯定天線的效率一定不會高。SWR好是天線效率好的必要條件而非充分條件。SWR好并且輻射效率（radiation efficiency）高是天線效率高的充分必要條件。當SWR為理想值（1）時，端口理想匹配，此時天線效率就等于輻射效率。當今的手機，天線的空間壓縮得越來越小，是犧牲天線的性能作為代價的。對于某些多頻天線，甚至VSWR達到了6。以前大家比較多采用外置天線，平均效率在50算低的，現(xiàn)在50以上的效率就算很好了！看一看市場上的手機，即使是名公司的，如Nokia等，也有效率低于20的。有的手機(滑蓋的啊，旋轉(zhuǎn)的啊)甚至在某些頻點的效率只有10左

12、右。 見過幾個手機內(nèi)置天線的測試報告，天線效率基本都在30-40%左右，當時覺得實在是夠差的（比我設計的微帶天線而言），現(xiàn)在看來還是湊合的了。不過實際工程中，好像都把由于S11造成的損耗和匹配電路的損耗計在效率當中了，按天線原理，只有介質(zhì)損耗（包括基板引起的和手機內(nèi)磁鐵引起的）和金屬損耗（盡管很?。┦窃谔炀€損耗中的，而回損和匹配電路的損耗不應該記入的。不過工程就是工程啊，這樣容易測試啊1  引  言    gsm手機不論是在研發(fā)、生產(chǎn)還是在維修中，有四項rf電氣指標肯定是必須測量的，中有三項是發(fā)射指標，即：射頻輸出功率、頻率誤差、相位

13、誤差，還有一項是接收指標即靈敏度。相位誤差(pe)是一項非常重要的指標。在歐洲gsm的電信標準中規(guī)定：pe的峰值不得大于20度、有效值不得大于5度。當pe指標有問題時，輕則會影響話音質(zhì)量(失真度變大或有咯咯聲)、嚴重時則會使手機脫離gsm服務網(wǎng)。2   pe的定義     要想提高某項指標的水平，首先是必須了解那一項指標的定義。pe的定義是：它是指i路(同相)與q路(正交)之間的相位平衡度(phase balance)，換句話說即是：i與q之間的正交性誤差(quadrature error)。若某一時刻pe的采樣點設為pe (j)，根據(jù)歐洲電信標準gsm

14、1110則有：    max pe (j) 20º     rms pe (j) = nj =1pe2 (j)/n1/2 5º ,    j1，2，3， n，n294          (1)gsm手機綜測儀在測量和計算pe時，采樣時間一般取當前的10個突發(fā)(burst)長度(一個burst長度等于 577微秒)。3  減小pe的方法 31  發(fā)射部分的方案考慮     目前主要有兩種方案：一種是

15、上變頻方案；另一種是0ffset頻率方案。這兩種方案的差別在于rf已調(diào)信號的形成方法：前者是通過傳統(tǒng)的由if到rf的頻譜搬遷，而后者則是通過增加一個if pll，用其輸出來控制一個專用的發(fā)射vc0，從而達到實現(xiàn)rf調(diào)制信號的目的。從性能來看，后一方案的頻率誤差和pe較小；從電路的復雜程度來看，前一方案簡單；從綜合的性能價格比來看，后一方案具有優(yōu)勢，故現(xiàn)在絕大多數(shù)的手機都采用offset頻率方案，這有利于減小頻率誤差 和pe。詳細的方案可參閱有關的技術文獻，在此不再進一步地說明。32  頻率合成器參考頻率fr的選擇     =t , d=td+dt , =

16、2f    從上式可以看出：在頻率誤差d相同的情況下，降低頻率有利于減小d，因而可減小pe。手機的fr有兩種選擇：13mhz或26mhz，從減小pe的角度來考慮，選13mhz為好。33  在iq正交調(diào)制器的輸入端采用lpf     該lpf一般采用無源rc型lpf。在gsm體制中，傳輸每一個bit的時間是369微秒，故傳輸速率是10003692708kbps。在理論上，gmsk的調(diào)制頻譜要利用調(diào)制bit的無限隨機序列再通過復雜的計算來得到。理論和實際測量都表明：gmsk調(diào)制頻譜的60db帶寬為330khz，在此帶寬內(nèi)的頻譜已包含了絕大

17、部分的能量，因此選lpf的截止頻率為330khz是合 適的。我們可采用圖1所示的一階rc lpf電路。其截止頻率的計算公式為：    rc2×1000×220×10-12044s    截止頻率1000(2·)1000(6.28 × 0.44)362khz    (注：在工作頻段內(nèi)，電容呈現(xiàn)的阻抗應為幾千歐姆左右)34  1q正交調(diào)制器采用雙端輸入、輸出方式     與單端方式相比較，雙端方式可以降低串話(cross-talk)干擾，減小噪聲和p

18、e。要采用雙端輸入、輸出方式，肯定會遇到單端與雙端之間的轉(zhuǎn)換問題，為了降低成本，一般均用無源 器件來完成轉(zhuǎn)換，常采用的電路是lg網(wǎng)絡或balun(一種平衡不平衡轉(zhuǎn)換傳輸線變壓器)?，F(xiàn)介紹一下如何設計lg型單端雙端轉(zhuǎn)換電路。電路如圖2所示。該電路的特點是：共用了7個lg元件，其成本比采用balun要低，但指標比采用balun要差一點。  具體采用何種電路，得由設計者根據(jù)情況來確定。在圖2中，由ll、cl組成lpf，其輸出的電壓滯后于電流；l2和c2組成hpf，其相位輸出特性與lpf相反，即輸出電壓超前于電流；c3、c4在工作頻率范圍內(nèi)呈現(xiàn)交流短路，同時隔離直流電壓；l3對中心

19、工作頻率的阻抗等于與它相匹配器件的阻抗。對于e-gsm體制，發(fā)射的工作頻率為880915mhz，中心頻率為8975mhz。由lg一階lpf和hpf截止頻率的計算公式：    fc12(lc)1/2915mhz(lpf)    fc12(lc)1/2880mhz(hpf)    若取c122pf(并臂阻抗取一百至數(shù)百歐姆左右)，則l11376nh。若取c2c1，則l21488nh。取值處理：對于lpf為了保證有一定的頻率設計余量，fc應加大一點即l1要減小一點，而對于hpf則相反。在工程中我們可取l1為12nh，l2為15nh。對于90

20、0mhz工作頻段，可取c3c422pf(呈交流短路幾個歐姆)。若無特別說明，一般雙端rf的阻抗為2×50100，由此可算出：    l3=zl/2f=100(2×3.14x×897.5×106)      =17.74nh(實際可取18nh)    對于工作在其它頻率點的轉(zhuǎn)換電路，同樣可采用上述方法計算出各個元件的參數(shù)。35  直流和交流偏置     iq正交調(diào)制器的直流偏置電平和交流輸入電平相當于器件的靜態(tài)和動態(tài)工作點。若工作點不對，

21、則肯定會對指標造成不良影響。一般gsm手機iq正交調(diào)制器的直流偏置電乎為1.01.4v，雙端交流輸入電乎為0810vpp。還有一個重要問題是itsp(同相端)、itxn(反相端)、qtxp qtxn它們之間的交流電平平衡度問題，一般要求平衡度誤差小于20mv。若該誤差變大，則會使調(diào)制頻譜的邊帶指標變差，從而導致pe變大。    (注：一般iq交流電平的幅度可用示波器來測量，但在研發(fā)和維修中還可采用一個更為簡便和實用的方法，即用數(shù)字萬用表的ac200mv檔來測量，同樣可獲得很高的相對測量精度。用vc9801型萬用表通過和示波器進行對比測量后，得出換算系數(shù)為165×8

22、(連續(xù)測量有8個timeslot)。例如：若萬用表測得的單端交流電壓為40mv，則實際上那一腳的單端交流對地電壓為：40×165×8528mvpp)36   頻率合成器的輸出頻譜和直通效應   在gsm手機中用于調(diào)制的頻率合成器，其諧波抑制指標一般要優(yōu)于30dbc。調(diào)制器的直通效應（feed through effect即vc0的輸出載波直接作用于調(diào)制器的輸出端）要小。若這兩項要求不能滿足的話，則會降低調(diào)制器輸出頻譜的質(zhì)量，從而引起pe變大。37   iq時延調(diào)整     根據(jù)數(shù)學計算公式：t，

23、當頻率一定時，若改變時間同樣可改變相位。根據(jù)這一理論基礎，通過物理層軟件來控制i路或q路基帶信號的時延，可對pe進行補償校正。38  iq正交調(diào)制器工作頻率的選擇 若僅從減小pe的角度來考慮，選取較低的調(diào)制工作頻率是有利的?，F(xiàn)在gsm手機用于正交調(diào)制的調(diào)制頻率一般選取在150300mhz之間。若采用簡單的一次調(diào)制即由基帶信號直接調(diào)制到rf工作頻率，則pe指標很難保證，而且對整機的電磁屏蔽要求也非常高。39   emc設計     良好的emc設計對于保證pe指標是極為重要的。emc設計主要采用三項措施：接地、屏蔽和濾波。在gsm手機內(nèi)

24、采用大面積接地、地線層、匯流條來降低接地阻抗。在電磁屏蔽設計中，屏蔽材料的選擇是非常重要的。屏蔽效果取決于所選材料的吸收損耗指標，而該指標與材料相對導磁率的平方根、與材料相對電導率的平方根成正比。因此，選取具有高的相對導磁率和相對電導率的材料能獲得好的電磁屏蔽效果。當然屏蔽材料的選擇還要考慮到加工成型工藝、加工難度和成本。310   pa部分的設計     目前有兩種pa方案可供選擇：開環(huán)方案(無功率檢測)和閉環(huán)方案(有功率檢測)。在pe指標方面這兩種方案沒有優(yōu)劣之分。在pa電路的設計中，有時會出現(xiàn)這樣的現(xiàn)象：小功率輸出時，pe指標正常；但當大功率輸出時

25、，pe指標則超差。出現(xiàn)這種情況的原因在于：(1)在大信號工作的條件下，pa的線性動態(tài)范圍不夠； (2)當輸出功率加大時，電源線上的電流也隨之變大，若pcb布線或電源去耦不良的話，會造成此故障； (3)pa輸出匹配電路設計問題，從而造成vswr變大； (4)emc方案設計不佳，屏蔽材料、屏蔽結(jié)構(gòu)、屏蔽方式選擇不當。如何進行GSM手機雙頻天線的阻抗匹配本文來自：微波技術網(wǎng) 轉(zhuǎn)帖請注明出處！ 作者：gotoblue 您是第225個瀏覽者 通常對某個頻點上的阻抗匹配可利用SMITH圓圖工具進行, 兩個器件肯定能搞定, 即通過串+并聯(lián)電感或電容即可實現(xiàn)由圓圖上任一點到另一點的阻抗匹配, 但這是單頻的。而

26、手機天線是雙頻的, 對其中一個頻點匹配,必然會對另一個頻點造成影響, 因此阻抗匹配只能是在兩個頻段上折衷.    在某一個頻點匹配很容易，但是雙頻以上就復雜點了。因為在900M完全匹配了，那么1800處就不會達到匹配，要算一個適合的匹配電路。最好用仿真軟件或一個點匹配好了，在 網(wǎng)絡分析儀上 的 S11參數(shù)下調(diào)整，因為雙頻的匹配點肯定離此處不會太遠。，只有兩個元件匹配是唯一的，但是 pi 型網(wǎng)絡匹配，就有無數(shù)個解了。這時候需要仿真來挑，最好使用經(jīng)驗。     仿真工具在實際過程中幾乎沒什么用處。因為仿真工具是不知道你元件的模型的。你必須

27、要輸入實際元件的模型，也就是說各種分布參數(shù)，你的結(jié)果才可能與實際相符。一個實際電感器并不是簡單用電感量能衡量的，應該是一個等效網(wǎng)絡來模擬。本人通常只會用仿真工具做一些理論的研究。    實際設計中，要充分明白Smith圓圖的原理，然后用網(wǎng)絡分析儀的圓圖工具多調(diào)試。懂原理讓你定性地知道要用什么件，多調(diào)是要讓你熟悉你所用的元件會在實際的圓圖上怎么移動。（由于分布參數(shù)及元件的頻率響應特性的不同，實際件在圓圖上的移動和你理論計算的移動會不同的）。    雙頻的匹配的確是一個折衷的過程。你加一個件一定是有目的性的。以GSM、DCS雙頻來說，你如果想調(diào)GSM而又不太

28、想改變DCS，你就應該選擇串連電容、并聯(lián)電感的方式。同樣如果想調(diào)DCS，你應該選擇串電感、并電容。    理論上需要2各件調(diào)一個頻點，所以實際的手機或者移動終端通常按如下規(guī)律安排匹配電路：對于簡單一些的，天線空間比較大，反射本來就較小的，采用Pai型（2并一串），如常規(guī)直板手機、常規(guī)翻蓋機；稍微復雜些的采用雙L型（2串2并）：對于更復雜的，采用LPai型（2串3并），比如用拉桿天線的手機。    記住，匹配電路雖然能降低反射，但同時會引入損耗。有些情況，雖然駐波比好了，但天線系統(tǒng)的效率反而會降低。所以匹配電路的設計是有些忌諱的；比如在GSM、DCS手機中

29、匹配電路中，串聯(lián)電感一般不大于5.6nH。還有，當天線的反射本身比較大，帶寬不夠，在smith圖上看到各頻帶邊界點離圓心的半徑很大，一般加匹配是不能改善輻射的。    天線的反射指標（VSWR，return loss）在設計過程中一般只要作為參考。關鍵參數(shù)是傳輸性參數(shù)（如效率，增益等）。有人一味強調(diào)return loss，一張口要10dB，駐波比要小于1.5，其實沒有意義。我碰到這種人，我就開玩笑說，你只要反射指標好，我給你接一個50歐姆的匹配電阻好了，那樣駐波小于1.1啊，至于你手機能不能工作我就不管了！     SWR駐波比僅僅說

30、明端口的匹配程度，即阻抗匹配程度。匹配好，SWR小，天線輸入端口處反射回去的功率小。匹配不好，反射回去的功率就大。至于進入天線的那部分功率是不是輻射了，你根本不清楚。天線的效率是輻射到空間的總功率與輸入端口處的總功率之比。所以SWR好了，無法判斷天線效率一定就高（拿一個50ohm的匹配電阻接上，SWR很好的，但有輻射嗎？）。但是SWR不好了，反射的功率大，可以肯定天線的效率一定不會高。SWR好是天線效率好的必要條件而非充分條件。SWR好并且輻射效率（radiation efficiency）高是天線效率高的充分必要條件。當SWR為理想值（1）時，端口理想匹配，此時天線效率就等于輻射效率。

31、60;   當今的手機，天線的空間壓縮得越來越小，是犧牲天線的性能作為代價的。對于某些多頻天線，甚至VSWR達到了6。以前大家比較多采用外置天線，平均效率在50算低的，現(xiàn)在50以上的效率就算很好了！看一看市場上的手機，即使是名公司的，如Nokia等，也有效率低于20的。有的手機(滑蓋的啊，旋轉(zhuǎn)的啊)甚至在某些頻點的效率只有10左右。     見過幾個手機內(nèi)置天線的測試報告，天線效率基本都在30-40%左右，當時覺得實在是夠差的（比我設計的微帶天線而言），現(xiàn)在看來還是湊合的了。不過實際工程中，好像都把由于S11造成的損耗和匹配電路的損耗計在效率當中了，按天線原理，只有介質(zhì)損耗（包括基板引起的和手機內(nèi)磁鐵引起的）和金屬損耗（盡管很?。┦窃谔炀€損耗中的，而回損和匹配電路的損耗不應該記入的。不過工程就是工程啊，這樣容易測試啊。    對了，再補充一句，軟件仿真在一定程度上是對工程有幫助的：當然，仿真的結(jié)果準確程度沒法跟測試相比，但是通過參數(shù)掃描仿真獲取的 天線性能隨參數(shù)變化趨勢還是有用的，這比通過測試獲取數(shù)據(jù)要快不少，尤其是對某些不常用的參數(shù)。  “仿真工具在實際工程中沒有什么用處”，是說在設計匹配電路時，更具體一點是指設計雙頻GSM、DCS手