單相有源功率因數(shù)校正電路仿真

1、單相有源功率因數(shù)校正電路仿真 摘要：傳統(tǒng)的AC-D吸換器的廣泛應用對電網(wǎng)產(chǎn)生了大量的諧波污染。有源功率 因數(shù)校正技術（APFC）是抑制諧波電流、提高功率因數(shù)的行之有效的辦法。本文論述了單相功率因數(shù)校正APFC的原理和方法，通過對Boost型滯環(huán)控制的DC-DC變換器采用Matlab進行仿真，獲得了最后校正的功率因數(shù)結果，說明這種PFC方案的能獲得良好的效果，適用于多種場合。 關鍵詞：有源功率因數(shù)校正，Boost電路，滯環(huán)控制 1緒論 功率因數(shù)指的是有效功率與總耗電量（視在功率）之間的關系。功率因數(shù)可以衡量電力被有效利用的程度，當功率因數(shù)值越大，代表其電能利用率越高。交換式電源供電器上的功率因數(shù)

2、校正器的運作原理是通過控制調整交流電電流輸入波形，使其與直流電電壓波形盡可能一致，讓功率因數(shù)趨近于1.折對于電力需求量達到某一個水平的電子設備而言是很重要的，否則，電力設備系統(tǒng)消耗的電 能可能超出其規(guī)格，極可能干擾同系統(tǒng)的其他電子設備。 2功率因數(shù)的定義和校正原理 根據(jù)電工學的基本理論功率因數(shù)（PF）的定義：交流/&入有功功率（P）與視在功率（S）的比值，用公式表示為： 式中：UI表示輸入基波電流有效值；cos表示基波電壓與基波電流之間的位移因數(shù)；表示輸入電流畸變因數(shù)；Irms表示輸入電流有效值。 可見PF由電流畸變因數(shù)和位移因數(shù)cos決定，cos小表示用電設備的功率大，在有功功率不變

3、的情況下實在功率增加，線路總電流增大，線路傳輸壓降也將增大，倒是電氣設備容量增加，利用率低，導線、變壓器繞組損耗大，嚴重影響電網(wǎng)的供電質量，變化快時甚至可以導致電網(wǎng)崩潰。輸入電流即便因數(shù)值低，表示輸入電流諧波 分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網(wǎng)造成污染，使用電設備產(chǎn)生機械振動、噪聲、過電壓，損壞電子設備。在實際的電能運用和傳輸中，最主要的危害是電流的畸變引起的諧波PF PU1I1cos SU1Irms %cos Irms cos 而污染電網(wǎng)，因此，可以說諧波的抑制電路即為功率因數(shù)校 正電路。 不良的功率因數(shù)主要發(fā)生在整流電路中，特別是開關整流電路。在整流電路 中，AC/DC前端通常有橋式整

4、流器和大容量濾波器組成，如圖1（a）,其濾波電容 的設置使輸出電壓平滑。但是，對電流來說，只有當線路的峰值電壓大于濾波電容兩端的電壓時，整流元件中才有電流流過。這樣就使電流呈現(xiàn)尖脈沖形式，如圖1（b）,這種尖脈沖波中含有大量的高次諧波。 圖1常用整流橋結構與電力電壓波形 3功率因數(shù)校正器拓撲及控制策略 功率因數(shù)校正電路的研究主要包括兩方面的內容,是控制策略的研究。 3.1 功率因數(shù)校正器典型電路結構 從原理上說，任何一種DC/DC變換器拓撲都可以作為PFC主電路。DC/DC變換器包括降壓式（Buck）變換器、升壓式（Boost）變換器、升降壓（Buck-Boost皮換器、Cuk變換器、反激式（

5、Flyback愛換器等。從電路拓撲結構上看，Buck電路和Boost電路是最基本的兩種變換器，其余變換器都是由這兩種基本結構演化而來。 3.2 功率因數(shù)校正器控制策略 電力電子電路的六種基本拓撲結構都可以構成PFC由于Boost電路優(yōu)點獨特，在實際應用中最為廣泛。 功率因數(shù)校正器的控制策略按輸入電感電流是否連續(xù)， 可分為電流連續(xù)導通模式（CCM用電流不連續(xù)導通模式（DCM）,以及介入其中的電流臨界模式（BCM有的電路還根據(jù)負載功率的大小使得變換器在DCM和CCM模式之間相互轉換，成為混聯(lián)模式（MCM）。是電路拓撲結構的分析, (a) (b) 3.2.1 DCM控制策略 DCM控制又稱為電壓跟蹤

6、法，是功率因數(shù)校正控制中一種簡單實用的方法，應用較為廣泛。 它不需要檢測輸入電壓和輸入電流， 功率開關管就以一定的占空比使輸入電流按正弦規(guī)律變化。概括起來，DCM控制模式的特點有： 1）控制電路簡單，現(xiàn)有開關電源PWM控制用集成電路均可作為電壓跟隨型PFC電路的控制器； 2）輸入電流自動跟蹤輸入電壓相位，且具有較小的電流畸變率； 3）功率開關管能實現(xiàn)零電流開通，且不許承受二極管的反向恢復電流； 4）有較大輸入輸出電流紋波，要求高性能濾波電路； 5）平均電流遠低于峰值電流而導致期間需承受較大的應力； 6）單相PFCft率一月小于200W,三相PFCft率一月小于10Kw。 （1）恒頻控制 圖2為

7、Boost電路的DCM控制原理圖。恒頻控制的功率開關管的頻率保持恒定，工作原理是當輸入電壓的有效值與輸出功率恒定時，通過電壓環(huán)可以保證 占空比恒定，從而使得輸入電流峰值與輸入電壓成正比，達到輸入電流波形自動 跟隨輸入電壓波形，實現(xiàn)功率校正的目的。 為了確保穩(wěn)態(tài)時輸出占空比在半個工頻周期保持不變，E/A取10-20HZ。包 頻控制時開關周期恒定，因此電感電流并不連續(xù)。如圖2所示電感電流在一個周期內的平均值為： 式中：Ug為整流后的電壓； Ton為功率開關管VS的導通時間; Tdon為二極管VD的續(xù)流時間； Ts為開關周期。 IL UgTon(TonTdon) 2LTs (2) 若式(2)中二極管

8、VD的續(xù)流時間保持恒定， 則DC/DC變換器輸入側可效為一個阻性負載，從而使得整流器交流側電壓電流同相位。但實際上，在半個工頻周期內電感電流下降時間愛你并不恒定，導致輸入平均電流發(fā)生畸變，此控制方式具有控制電路簡單，功率因數(shù)的理想值不能達到1的特點，若想輸入電流畸變程度變小，則輸出電壓與輸入電壓峰值的比值就應增加。 (2)變頻控制 對于式(2),假設TsTonToff,則輸入平均電流即電感電流在一個周期內的平均值為： ,UgTon IL二 由式(3)可知，IL只與功率開關管的導通時間有關，若保持導通時間恒定，則理論上可認為輸入電流無畸變，這就是恒頻控制的原理。此控制方式雖然占空比和開關周期均布

9、包定，但當輸入電壓的有效值與輸出功率恒定時，功率開關管的導通時間可保持恒定，因而占空比也是變化的，從而使得輸入電流具有大量的高頻紋波分量，因而增加了EMI濾波的設計難度。 3.2.2 CCM控制策略 CCM控制策略有直接電流控制和堅決諛電流控制之分。CCM控制策略相對 于DCM控制策略來說，其優(yōu)點是： 1)輸出和輸入電流紋波小、濾波容易； 3.2.3 RMS電流小，器件導通損耗小； 3)適用于大功率場合。 (1)直接電流控制 直接電流控制來源于DC/DC變換器的電流控制模式。 其工作原理是將輸出電壓誤差信號與輸入電壓信號相乘，得到電流控制器的電流給定信號，電流控制器控制輸入電流按此信號變化，從

10、而實現(xiàn)輸入電流與輸入電壓同相位。由于其控制結構中含有乘法器，因此也叫乘法u g PWM-E/A十 圖2Boost電路DCM控制原理圖 控制器，是目前應用最多的控制方式之一。 直接電流控制以檢測到的整流器輸入電流作為其反饋和被控量，因而具有系 統(tǒng)動態(tài)響應快、電流控制精度高、限流容易等優(yōu)點。其缺點是需要寬頻帶的電流傳感器來檢測輸入電流而導致成本過高。同時乘法器的非線性失真增加了輸入電流的諧波含量。由于輸入電流總帶有一些開關頻率文博的，因此必須據(jù)頂反饋哪一個電流，根據(jù)控制結構中檢測電流的不同，直接電流控制可分為峰值電流控制、平均電流控制、滯環(huán)電流控制三種控制方式。這三種方法的基本特點如表1所示 表1

11、三種控制方式基本特點 峰值電流 開關電流 恒定 CCM Boost 敏感 需斜坡補償 滯外電流 電感電流 變頻 CCM Boost 敏感 需邏輯控制 平均電流 1 需電流誤差放大 （2）間接電流控制 間接電流控制又稱為幅值相位控制，是一種基于工頻穩(wěn)態(tài)的控制方法，其基 本思想是通過控制整流器輸入電壓基波的相位和幅值來間接的控制輸入電感電流。間接電流控制具有結構簡單，開關機理清晰的優(yōu)點，但也存在如下缺點： 1）需外加過流保護電路來彌補自身無限流功能的缺陷； 2）系統(tǒng)電流從一穩(wěn)態(tài)到另一穩(wěn)態(tài)過渡時會出現(xiàn)直流分量； 3）系統(tǒng)動態(tài)響應慢。 4有源功率校正電路的工作原理 有源功率因數(shù)校正（ActivePow

12、erFactorCorrection,APF。電路，是指在傳統(tǒng)的不控整流中融入有源器件，使得交流側電流在一定程度上正弦化，從而減少裝置的非線性、改善功率因數(shù)的一種高頻整流電路。 基本的單相APFC電路在單相橋式不可控整流器和負載電阻之間增加了一個DC-DC功率變換電路，通常采用Boost電路。通過適當?shù)目刂艬oost電路中開關管的通斷，將整流器的輸入電流校正成為與電網(wǎng)電壓同相位的正弦波，消除諧波 和無功電流，將電網(wǎng)功率因數(shù)提高到近似為1。其電路原理圖如圖3所示。 假定開關頻率足高，保證電感L的電流連續(xù)；輸出電容C足夠大，輸出電壓4可認為是恒定直流電壓。電網(wǎng)電壓u為理想正弦，即UiUmsint,

13、則不可控整流橋的輸出電壓心為正弦半波，Ud|Ui|Um|sint|0 當開關管Q導通時，對電感充電，電感電流k增加，電容C向負載放電; 當Q關斷，二極管D導通時，電感兩端電壓uL反向，5和山對電容充電，電感電流iL減小。電感電流滿足下式： diLUm|sint|,tkttkton. .、 LUL(4) dtUm|sint|Uo,tktonttkTs 通過控制Q的通斷，即調節(jié)占空比D,可以控制電感電流兀。若能控制iL近似為正弦半波電流，且與“同相位，則整流橋交流側電流ii也近似為正弦電流，且與電網(wǎng)電壓Ui同相位，即可達到功率因數(shù)校正的目的。為此需要引入閉環(huán)控制。 控制器必須實現(xiàn)以下兩個要求：一是

14、實現(xiàn)輸出直流電壓Uo的調節(jié)，使其達到給定值，而是保證網(wǎng)側電流正弦化，且功率因數(shù)為1。即在穩(wěn)定輸出電壓uo的情況下，使電感電流iL與Ud波形相同。采用電壓外環(huán)、電流內環(huán)的單相APFC閉環(huán)控制原理如圖4所示。 ui L D 圖4APFC控制框圖 .,一*. 電壓外環(huán)的任務是得到可以實現(xiàn)控制目標的電感電流指令值iL。給定輸出電 ,.*.一.、,、 壓Uo減去測量到的實際輸出電壓Uo的差值，經(jīng)PI調節(jié)器后輸出電感電流的幅值指令IL。測量到的整流橋出口電壓山除以其幅值Um后，可以得到表小Ud波形的量Ud,Ud為幅值為1的正弦半波，相包與Ud相同。IL與Ud相乘，便可以得到電感電流的指令值iL。iL為與U

15、d同相位的正弦半波電流，其幅值可控制直流電壓Uo的大小。 電流內環(huán)的任務是通過控制開關管Q的通斷，使實際的電感電流iL跟蹤其指令值iL。本文米用置換電流控制方法。根據(jù)電感電流的公式，當Q導通時電感電流增大，而當Q關斷時電感電流減小。令iL減去iL,若差值iL大于規(guī)定的上限 iLmax,則令Q導通，以增大h；若差值1小于規(guī)定的下限Lin（所0）,則令Q關斷，以減小八。通過滯環(huán)控制，可以保證實際的電感電流1在其指令值*.- iL附近波動，波動的大小與浦環(huán)范度有關，即與設止的kmax和Lmin有關。 5單相有源功率因數(shù)校正電路仿真 5.1建立仿真模型 在Matlab/Simulink中建立采用Boo

16、st電路的單相有源功率因數(shù)校正電路的仿真模型， 如圖4所示。 Mosfet和Diode模塊來自SimPowerSystemPower 日ectronics模型庫中。 直流電壓指令值為400V,采用SimulinkSources模型庫中 的costant實現(xiàn)。 “PIDController模塊在SimulinkExtrasAdditionalLiner模型庫中,參數(shù)設置如圖5所示。 滯環(huán)比較器采用SimulinkDiscontinuities模型庫中的“Rela,模塊。滯環(huán)寬度設為-1,1,即Relay中的Switchonpoint為1,Switchoffpoint為-1。參數(shù)設置如圖7所示。圖

17、5的仿真模型中 PIDC9rilcellvc Hugbl加kCUfitlliUUkCUfitlliUUl.Jl.J必露F3皿12011201xlfCElUtfiCElUtfi皿J必氐小工訃出f*lf*l 33errerTiallrejetaridsigTiiltraclfirig.TOTtinethePIT73inFotcriafically1 - -tjnrtjnrbusbust tariari4 4工上鏟1 1匚二4 4Zii.luZii.lu- -LkLk口!口!titi- -5inj5i3111111;03111111;00202S S%u.um3%u.um3.由IuIu Integr

18、al(I);EF1 1世|I Tnitielconditions 5口皿二工11nR-mU Ittrf：iratSJ0 Iwterrit.1Testt:an& 圖6PID模塊參數(shù)設置 RelrayChnpuTrhespecifiedonpormtfvaluetyconparihgtheinputTotheapecifLeithregholds.Th 電on/KfstateofmreaysnntsffertedbyinputbtrwBsnithsijppeTMidL&vsrlimits. IhTn|5-gr0aLAis-rLbwiEM|Switchar.poiivt; D Swi

19、tchalfponut:-1Cutpitwt.eiian：TOutputviewoff：rJEnable：scrcro*5ingdetcrticn.Swipletinf(-LfDE1inherited):-J 圖7Relay模塊參數(shù)設置 輸入電壓有效值為220V,頻率50Hz;輸出直流電壓指令uo為400V;電感L=6mH;電容C=320uF;負載電阻R=160; 在二極管整流橋中，RS1e5,CS1e6F,%1e3,L。0,Vf0； 開關管Q采用MOSFET已0.001,Lon0,R0.01,Vf0,Ic0, Rs1e5,CSinf；Boost電路中二極管參數(shù)，Q0.001,Lon0M0.8

20、V, Ic0,R500,Cs250e9F。 css 5.2仿真結果分析 利用powergui將仿真設置為離散模型，Ts=1e-6。將仿真參數(shù)的Starttime設置為0,stoptime設置為0.5。其他為默認參數(shù)。啟動仿真程序進行仿真。 直流電壓波形如圖8所示。直流電壓的平均值為400.1V。如圖9所示，基本滿足控制器實現(xiàn)輸出直流電壓Uo調節(jié)的要求。從圖7中可以看出，直流側電壓值隨時間波動，對其進行FFT分析，如圖10和圖11所示，克制直流電壓波動周期為0.01ms,頻率為工頻的兩倍。 圖8直流電壓波形 U。 4UU*MeanMean* * (linear) 圖9直流電壓平均值 這是由單相電

21、路的瞬時功率波動引起的。 記錄Ud與iL波形、Ui與ii波形分別如圖12和圖13示，兩圖中的右上角圖形皆為局部波形放大圖。 從圖12中可以看出電流和電壓是同相位的，即功率因數(shù)基本為1。也可以從圖10中Fourier模塊的相角得出電流與電壓同相位。 從圖14穩(wěn)態(tài)值的相角可以看出電流和電壓基本同相位。這滿足控制器實現(xiàn)網(wǎng)測電流正弦化，且功率因數(shù)為1的要求，從而達到了APFC的目的。 交流側THD及基波功率的計算如圖15。ij的THDj=0.1379,P=1063,Q =-19.82 FFTwindow5131tme sr|o.4Nunbersfcycles:LLmarieintajr&ciu

22、srcif(M2):1OT -FFTsectngspl*yttyl*:Bar(relatr/eIDfundanental)Daacvflifjc:心FrequencjALXHrtz Mcixriumcy(Hij. 1DG0 liiiaijiiiaiLiiiiiiiiaiiiiian EispayiCtose 圖10FFT分析參數(shù)設置對話框及分析結果 TotalHaxmaniaDistortion(THD)=2.T* MaxxnziiEharmonicfrequency usedfOTTHDcalcv.lation=99300.00Hz1992thhaTmonic) 0 0 HE (DC)(DC

23、) 299S.O1299S.O1 90.90.0 0 100100 (Fnd(Fnd) )：IQC.OOiIQC.OOi 184.0184.0 200200 HE 3)3) 2 2. .0 0省5Q.75Q.7 3C0 HE g)g) 5.33%5.33% - -30.230.2 400400 HzHz (M) 0.05%0.05% 242242- -1 1 500500 HzHz 3)3) C.C.0505 - -7979- -4 4 SOOSOO HzHz 0.0%0.0%： 21E21E- -5 5 700700 豆石 出出o.cmo.cm 237,5237,5 800 三二 (hS)(

24、hS) C C. .。3 3十 215,4215,4 9 9HE (H9)(H9) 0.0%0.0% 153153 4 4 圖11FFT分析結果410 Signaltoanalyze i&ua/siqnji*Di&piavFF惘曲 FFTwndow1cf30c/tlesofselectedsionol 400 04J4X110JO?040304U4DiJhC40EJ4/J 如弓I40Er Iime(s) A/aishesignals SirxctLr bLDfcJala -requancyIHH) (-mLcDEEWNLIL0 350 -500 Ud,iL 300 250 20

25、0 150 100 50 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 time(s) 圖12Ud與iL波形 400 300 200 100 0 -100 -200 -300 -400 ui,ii ui,ii 0 0.1 0.20.30.40.5 0.6 time(s) 圖13Ui與ii波形 可計算出總的功率因數(shù) 0.5后進行仿真。對比兩種滯環(huán)寬度下的交流側電流, 經(jīng)放大后可以看出電流紋波更小了。如圖 圖16滯環(huán)寬度改變后i,波形 功率因數(shù)計算: THDi0.08199,P=1066,Q=-22.15則由以下公式 1 THDi2 _1 0.13792 0.9906 DPF cos 106

26、3 ,P2Q2 ,1063219.822 0.9998 vcos1 0.99041 (6) 將滯環(huán)寬度改為卜0.5 16所示。 x10 11 v.0.9967(7) 1THD：10.081992 DPFcos1_P_1066)0.9998(8) .P2Q2.106622.15 vcos10.9965(9) 可見，滯環(huán)寬度為-0.50.5后，功率因數(shù)提高了，更接近于1.這是因為滯環(huán)寬度變小后，就意味著流過電感的電流在其指令值附近的波動的范圍更小了，這樣就使諧波電流得到了抑制。THDi值變小，導致v值增大，從而使功率因數(shù)增大。功率因數(shù)的提高和交流側的諧波減小，對于交流電網(wǎng)來說能使干擾變小。 圖17滯環(huán)寬度為卜0.50.