基于雙DSP的四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)設計與實現(xiàn)_圖文

1、自動化儀表第29卷第2期2008年2月基于雙DSP 的四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)設計與實現(xiàn)D e s ign and I m p lem e n t a ti o n o f Fo u r 2quad ran t Va riab le Fre que ncy D rivi ng Sys temB a sed o n D ua l D SP s盧文生(黑龍江科技學院電氣與信息工程學院,黑龍江哈爾濱150027摘要:設計了一種基于雙DSP 的感應電機四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)。將基于電壓定向矢量控制策略的P WM 整流器與傳統(tǒng)變頻器相結合,通過實時控制輸入電流,使變頻器的輸入電流具有較好的正弦性,其相位與電網(wǎng)電壓

2、相同,并自動實現(xiàn)能量雙向傳遞,進而實現(xiàn)了變頻調(diào)速系統(tǒng)的四象限運行。采用雙DSP 芯片控制方案實現(xiàn)系統(tǒng)功能,給出了具體的軟、硬件設計方法,并進行了實驗研究,實驗結果證明了所提出系統(tǒng)及其實現(xiàn)方法的正確性與可行性。關鍵詞:變頻調(diào)速電壓定向磁場定向矢量控制數(shù)字信號處理器中圖分類號:T M921.5文獻標志碼:AAbstract:A f our 2quadrant variable frequency driving system based on dual DSPs f or inductive motor is designed .The P WM rectifier based on voltag

3、e 2oriented vector control strategy was combined with traditi onal inverter .Thr ough contr olling input current in real ti m e,the input current is nearly sinus oidal and its phase was the same as the grid voltage,the bi 2directional transfer of the energy is realized automatically,and then the fou

4、r 2quadrant operati on of variable frequency driving system was realized .The system functi ons were i m p lemented by adop ting dual DSPs control scheme,the particular design method of hardware and s oft ware was given .The experi m ental results p r ove the correctness and feasibility of the syste

5、m.Keywords:Variable frequency driving Voltage 2oriented Magnetic field 2oriented Vector control D igital signal p r ocessor修改稿收到日期:2007-11-07。作者盧文生,男,1967年生,1990年畢業(yè)于黑龍江礦業(yè)學院電氣工程系,獲學士學位,副教授;主要從事電力電子與電力傳動方面的研究。0引言基于P WM 技術的電壓型變頻調(diào)速系統(tǒng)因其將感應電機的自然特性改造為具有優(yōu)良動、靜態(tài)控制性能的人工特性,在現(xiàn)代工業(yè)生產(chǎn)中得到了日益廣泛的應用,并取得了顯著的節(jié)能效果1。但是,由于傳

6、統(tǒng)變頻器采用交2直2交的主電路方案,需要將交流電能轉(zhuǎn)換為直流電能,輸入端采用不控整流橋結合直流濾波電容的電路結構,造成輸入電流波形嚴重畸變,含有豐富的低次諧波,對電網(wǎng)造成嚴重污染;另一方面,由于二極管的物理特性,能量只能單向流動,應用于位能性負載場合時,再生能量在直流母線累積,產(chǎn)生較高的泵升電壓,造成系統(tǒng)無法正常工作,限制了傳統(tǒng)變頻器的應用場合。本文提出一種全數(shù)字化四象限變頻調(diào)速系統(tǒng),以解決上述問題。該系統(tǒng)具有能量自動雙向流動、輸入電流正弦性好、諧波含量低、系統(tǒng)以單位功率因數(shù)運行等優(yōu)點。實驗結果證明,采用雙DSP 控制方案實現(xiàn)的系統(tǒng)的正確性和可行性。1四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)的基本結構圖1為四象限變

7、頻調(diào)速系統(tǒng)的主電路結構原理圖,采用雙端全可控電路結構,即將傳統(tǒng)變頻器輸入端的不控整流橋用全控型功率逆變器取代,輸出端的逆變器保持不變。主要包括輸入濾波電感、三相全控整流器、直流濾波電容以及輸出端的三相逆變器等。由此主電路拓撲可知,由于輸入端采用全控型功率逆變器,使得輸入電流可控。因此,結合相應的P WM 整流控制技術2,使輸入電流具有較好的正弦性,系統(tǒng)以近似單位功率因數(shù)運行,能量自動雙向傳遞,即實現(xiàn)系統(tǒng) 的四象限運行。圖1四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)主電路結構原理圖Fig .1Structural p rinci p le of the main circuit of f our 2quadrantva

8、riable frequency driving system13基于雙D SP 的四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)設計與實現(xiàn)盧文生PROCESS AUT OM AT I O N I NSTRU M ENTAT I O N Vol .29No .2February 20082系統(tǒng)的控制策略根據(jù)其結構特點,將其分為輸入端的P WM 整流部分和輸出端的功率逆變器兩部分進行控制,下面進行詳細闡述。211P WM 整流器的控制輸入端的P WM 整流器為三相拓撲結構,其在d -q 坐標系下的數(shù)學模型為3:L d i dd t=e d -U d +L i qLd i qd t=e q -U q +L i d(1式中:各

9、變量分別為輸入電壓、逆變電壓、輸入電流在d 、q 軸的直流分量;為輸入電壓角頻率;L 為輸入濾波電感。在d -q 坐標系下,所有變量變?yōu)橹绷髁?有利于閉環(huán)調(diào)節(jié)器參數(shù)設計,由式(1可知,d 、q 軸變量存在耦合。因此,電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制策略,調(diào)節(jié)器均為PI 調(diào)節(jié)方式,則輸出逆變電壓d 、q 軸分量給定值為:U 3d =-K dp +K d i s (i 3d -i d +e d +L i q U 3q=-K qp +K qi s(i 3q -i q +e q +L i d(2式中:i 3d ,i 3q ,U 3d ,U 3q 分別為輸入電流和輸出逆變電壓在d 、q 軸分量的給定值;K dp

10、 ,K d i 和K qp ,K qi 分別為 d 、q 軸電流環(huán)的調(diào)節(jié)參數(shù)。由上式繪制出P WM 整流器控制策略原理框圖,如圖2所示4。它采用以母線電壓為外環(huán),輸入電流為內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制結構。母線電壓采用P I 調(diào)節(jié)器進行閉環(huán)調(diào)節(jié),其輸出作為電流直軸分量的給定值,其數(shù)值代表有功功率的大小,符號代表功率傳遞方向。為了實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行,采用電壓定向矢量控制策略,即令電流q 軸分量給定值為0,此時,輸入電流均為有功。d 、q 軸電流調(diào)節(jié)器的輸出作為逆變電壓給定,再圖2P WM 整流器控制策略原理框圖Fig .2Princi p le of the contr ol strategy of P W

11、M rectifier由S VP WM 算法生成P WM 信號控制功率器件工作。212輸出端逆變器的控制輸出端逆變器的控制采用感應電機轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制策略,其原理框圖如圖3所示。其基本思想是,在轉(zhuǎn)子磁場定向的兩相 d -q 同步旋轉(zhuǎn)坐標系下,對電機磁鏈和轉(zhuǎn)矩進行獨立解耦控制,以獲得感應電機優(yōu)良的動、靜態(tài)控制性能5。系統(tǒng)采用三環(huán)控制結構,電機轉(zhuǎn)速為外環(huán),采用P I 調(diào)節(jié)方式,其輸出作為轉(zhuǎn)矩的給定,內(nèi)環(huán)包括轉(zhuǎn)矩環(huán)和磁鏈環(huán),轉(zhuǎn)矩反饋和磁鏈反饋均通過電機電流經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標變換后獲得。并采用P I 調(diào)節(jié)方式,兩個閉環(huán)調(diào)節(jié)器的輸出經(jīng)電壓補償后作為輸出電壓的d 、q 軸給定分量。再由S VP WM 算法產(chǎn)生

12、P WM 信號控制功率器件驅(qū)動感應電機工作。圖3轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制策略框圖Fig .3B l ock diagra m of the r ot or magnetic field 2orientedvect or contr ol strategy3系統(tǒng)軟硬件設計311系統(tǒng)硬件設計系統(tǒng)采用全數(shù)字化實現(xiàn)方案,與分離式方案相比,可提高系統(tǒng)可靠性和靈活性6?？紤]到算法比較復雜,采用兩片T MS320F2812分別實現(xiàn)輸入端的P WM 整流器的算法以及轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制算法,T MS320F2812是專為電能轉(zhuǎn)換領域開發(fā)的高性能DSP芯片,含有豐富的外設資源,運算速度可達150Mbp s 7。系統(tǒng)

13、硬件框圖如圖4所示,功率部分主要包括輸入濾波電感、兩個智能功率驅(qū)動模塊(I P M 以及一個直流濾波電容,控制部分由網(wǎng)側電壓、電流檢測電路、兩個DSP 芯片、直流電壓檢測電路、電機電流檢測電路、電機轉(zhuǎn)速檢測傳感器及其接口電路、P WM 信號光電隔離電路等部分組成,其中兩個DSP 之間通過SC I 串行通信接口進行數(shù)據(jù)傳送。312系統(tǒng)軟件設計由于采用了高速DSP 芯片,所有控制算法全部在23基于雙D SP 的四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)設計與實現(xiàn)盧文生圖4四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)結構框圖Fig .4Structure of f our 2quadrant variable frequencydriving sy

14、ste mDSP 芯片中由軟件實現(xiàn),一片實現(xiàn)輸入端P WM 整流器的電壓定向矢量控制算法;另一片實現(xiàn)感應電機轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制算法。圖5是P WM 整流器控制策略軟件流程圖,主要包括電壓、電流AD 轉(zhuǎn)換及數(shù)字濾波算法、電壓定向角的計算、直流電壓的采集及閉環(huán)調(diào)節(jié)、電流旋轉(zhuǎn)坐標變換以及相應的閉環(huán)調(diào)節(jié)以及S VP WM 算法等。圖5P WM 整流器控制策略軟件流程圖Fig .5Soft w are fl owchart of contr ol strategy of P WM rectifier圖6是感應電機轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制軟件程序流程圖,主要包括電機轉(zhuǎn)速計算、轉(zhuǎn)速閉環(huán)調(diào)節(jié)、電機電流AD 轉(zhuǎn)換

15、計算、旋轉(zhuǎn)坐標變換、轉(zhuǎn)子磁場觀測以及磁鏈 、轉(zhuǎn)矩的閉環(huán)調(diào)節(jié)和S VP WM 算法等。圖6電機矢量控制策略軟件流程圖Fig .6Soft w are fl owchart of vect or contr ol strategy of mot or4實驗結果及分析對上述系統(tǒng)在測功機上進行了原理性實驗驗證,帶動恒定負載。交流輸入電壓為100V,母線電壓給定為200V 。圖7為實驗結果,圖7(a 、圖7(b 分別為直流電壓、網(wǎng)側電壓、電流實驗波形。由此可知,網(wǎng)側輸入電流具有較好的正弦性,并與網(wǎng)側電壓近似同相位。圖7(c 為輸出逆變器兩相驅(qū)動信號的基波成分,由此圖可知,由于采用S VP WM 算法,相

16、電壓為含有三次諧波的馬鞍波形。圖7(d 、圖7(e 分別為電機線電壓、相電流波形,由此兩圖可知,逆變器輸出電壓保持平穩(wěn), 電機電流具有較好的正弦性,無三次諧波成分。圖7四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)實驗波形Fig .7Experi m ental wavefor m s of four 2quadrant variablefrequency driving syste m5結束語將P WM 整流器與傳統(tǒng)變頻器相結合,提出一種全數(shù)字化的感應電機四象限變頻調(diào)速系統(tǒng),將電壓定向矢量控制策略和轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制策略引入到該系統(tǒng)中,并采用雙DSP 控制方案加以實現(xiàn)。對該系統(tǒng)進行了實驗研究,結果表明,輸入電流具有較

17、好的正弦性,與電網(wǎng)電壓近似同相位,直流母線電壓保持恒定,進而證明了系統(tǒng)控制方案及軟硬件設計的正確性和可行性。參考文獻1譚茀娃.展望變頻調(diào)速及其控制技術的前景J .電器工業(yè),2003(1:6-7.(下轉(zhuǎn)第37頁基于雙D SP 的四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)設計與實現(xiàn)盧文生帶=2,積分時間T i =5,微分時間T p =015。控制系統(tǒng)的階躍響應曲線如圖5所示。可知,采用PFC 2P I D 串級控制的主汽溫控制系統(tǒng)的超調(diào)量小,到達穩(wěn)定時間短,動態(tài)性能明顯優(yōu)于P I D 2P I D 串級控制系統(tǒng)。圖5控制系統(tǒng)的階躍響應曲線Fig .5Step res ponse curves of contr ol sy

18、ste m在預測模型增益失配的情況下,增益系數(shù)K m 分別為0135、0147和016的時候,系統(tǒng)動態(tài)響應曲線如圖6所示。由圖可知增益減系數(shù)小時,超調(diào)量增大,響應加快,過度時間幾乎不變;增益系數(shù)加大時,超調(diào)量減小,響應時間有所增加,但動態(tài)品質(zhì)依然很好。圖6系統(tǒng)動態(tài)響應曲線Fig .6Dyna m ic res ponse curves of the syste m為了分析系統(tǒng)的抗干擾性,在70s 時,分別加5%的內(nèi)部一次干擾和10%的外部二次干擾,系統(tǒng)抗干擾性響應曲線結果如圖7所示,可以看出,串級控制系統(tǒng)有良好的抗內(nèi)外部干擾能力。4結束語本文針對主汽溫控制對象的遲延、非線性、慣性、時變和擾動特

19、點,給出了一種PFC 2P I D 串級控制方案。圖7抗干擾性響應曲線Fig .7Anti 2interference res ponse curves分析了PFC 2P I D 串級控制系統(tǒng)的原理方法和控制過程,首先設計系統(tǒng)的廣義控制對象,使其穩(wěn)定,然后擬合為一階純滯后傳遞函數(shù),并設計其預測函數(shù)控制器。最后,通過實例仿真,驗證了該方案較傳統(tǒng)控制的優(yōu)越性,表明了其良好的魯棒性和抗干擾性等動態(tài)性能。參考文獻1R I CHALET J.Predictive functi onal contr ol:app licati on t o fast andaccurate r obotsC Pr oc

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21、te m s,2000,8(6:705-712.4ROSSI TER J A,R I CHALET J.Handling constraints with p redic 2tive functi onal contr ol of unstable p r ocessesC Pr oc .of the A 2merican Contr ol Conference .Anchorage,2002,6:4746-4751.5夏澤中,張光明.預測函數(shù)控制及其在伺服系統(tǒng)中的仿真研究J .中國電機工程學報,2005(14.6J I N X ZH,W E I G Y,Y ANG Y Q.Multi 2I M C adap tive contr ol sys 2te m f or main steam te mperature in the power p lantC Machine Learning and Cybernetics,Pr oceedings of 2005I nternati onal Con 2ference,2005,2:676-681.7HAN P,WANG G Y,WANG D F .O