正弦脈寬調(diào)制(SPWM)變頻器

1、.引言隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，正弦脈寬調(diào)制（ SPWM）變頻器也得到了大力的發(fā)展，在各個領(lǐng)域內(nèi)得到了廣泛的應(yīng)用。SPWM 變頻器主要應(yīng)用于中小容量，高性能的交流調(diào)速系統(tǒng)中，這種新型的變頻器具有如下的優(yōu)點：(1) 輸出電壓的幅值和頻率均在逆變器內(nèi)控制和調(diào)節(jié)， 可以方便的實現(xiàn)壓頻比恒定控制或低頻時幅值電壓的補償?shù)裙δ?，系統(tǒng)的動態(tài)性能較好 ;(2) 功率變化只在逆變器內(nèi)完成， 逆變器可由二極管整流供電，電網(wǎng)的功率因數(shù)較高；(3) 由 SPWM 逆變器供電的異步電機的電流波形接近正弦波，諧波分量較少，矩陣脈動小，改善了電動機的運行性能。鑒于正弦脈寬（ SPWM）變頻器的上述優(yōu)點，以及在實際電氣傳動

2、系統(tǒng)中，不同設(shè)備對電源的不同需求。本文采用了新型功率器件 IGBT 和 8031AH 單片機控制系統(tǒng)，設(shè)計了一種新型的單相橋式 SPWM 變頻電源。該變頻電源采用恒壓頻比控制，即 U/F 為常數(shù)，能使主頻率在 0 100Hz 內(nèi)可調(diào)，且將軟件設(shè)計和硬件設(shè)計結(jié)合起來，減少了硬件電路的不必要的成本，又使軟件編程不至于繁鎖。本設(shè)計由我和張建忠同學(xué)合作完成，我主要作硬件原理設(shè)計參數(shù)計算與軟件編程、 調(diào)試等工作，具體內(nèi)容在本論文中有詳述。而有關(guān)硬件繪圖、電路仿真及電路介紹等內(nèi)容可參閱張建忠同學(xué)的畢業(yè)論文。由于設(shè)計者的能力有限，在設(shè)計過程中得到了常寶林老師的悉心教導(dǎo)和大力協(xié)助，才將本設(shè)計順利的完成。在此，

3、向指導(dǎo)老師并支持過我們的各位老師表示衷心的感謝。.目錄 PWMPWM.SPWMSPWM. . 1. 2.3.4.5. .參考文獻(xiàn)外文翻譯第一章脈寬調(diào)制逆變器一、脈寬調(diào)制（ PWM ）技術(shù)及其分類在電氣傳動系統(tǒng)中，廣泛的應(yīng)用的PWM 控制技術(shù)是利用半導(dǎo)體開關(guān)器件的導(dǎo)通與關(guān)斷把直流電壓變成電壓脈沖列，并通過控制電壓脈沖的寬度或周期以達(dá)到變壓目的，或者控制電壓脈沖寬度和脈沖序列的周期以達(dá)到變壓變頻的目的的一種控制技術(shù)。 PWM 控制技術(shù)可分為多種，而且還在不斷的發(fā)展。從控制思想上可分為四種： 等脈寬 PWM 法，正弦脈寬 PWM(SPWM) 法，磁鏈追蹤 PWM 法和電流追蹤 PWM 法。二正弦脈寬

4、（ SPWM ）技術(shù)SPWM 法是為克服直流脈寬調(diào)制（PWM ）的缺點（其輸出電壓中含較大的諧波分量）而發(fā)展起來的。它從電動機的供電電源的角度出發(fā)，著眼于如何產(chǎn)生一個可調(diào)頻、調(diào)壓的三相正弦波電源，具體方法如圖所示：.U0 t2圖 ( a )E t02圖 ( b )-ESPWM原理上圖（ a）所示的正弦波，如將每半周期劃分為 N 等分（圖 中 N=6）,每一等分的正弦電壓與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的等高矩形脈沖所代替，且使矩形脈沖的中點與相應(yīng)的正弦等分的中點重合，則各脈沖的寬度將是按正弦規(guī)律變化的。按照采樣控制理論中沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性環(huán)節(jié)上，其效果基本相同的結(jié)論，

5、圖（b）所示，由N 個等幅而不等寬的矩形脈沖所組成的波形便與正弦波等效。在用模擬電路產(chǎn)生等幅不等寬脈沖的方法中，通常采用期望的正弦波（稱調(diào)制波）與三角波（稱載波）相交的辦法來確定各段矩形脈沖的寬度。因為等腰三角波是上下寬度與高度成線性關(guān)系且對稱，當(dāng)它與一個光滑的曲線相交時，即可得到一組等幅而脈沖寬度正比與該曲線函數(shù)值的矩形脈沖。如下圖所示，用正弦波和三角波相交 （圖 b）得到一組矩形脈沖（圖 a），其寬度按正弦規(guī)律變化。再用這組矩形脈沖作為逆變器各開關(guān)器件的控制信號，則在逆變器輸出端就可得到一組類似圖（a）的矩形脈沖，其幅值為逆變器直流側(cè)電壓，其脈沖寬度是.它在周期中所在相位的正弦函數(shù)。 該矩

6、形脈沖可用正弦波等效 【圖（ b）中虛線所示】。不難看出：（ 1） 逆變器輸出頻率與正弦調(diào)制波頻率相同， 當(dāng)逆變器輸出端需要變頻時，只要改變調(diào)制波的頻率【圖（ e）】。（2） 三角波與正弦調(diào)制波的交點即確定了逆變器輸出脈沖的寬度和相位。通常采用恒幅的三角波，而來改變調(diào)制波的幅值的方法，以得到逆變器輸出波形的不用寬度，從而得到不同的逆變器輸出電壓【圖（ c）和圖（ d）】。像這樣由載波調(diào)制正弦波而獲得脈沖寬度按正弦規(guī)律變化又和正弦波等效的脈寬調(diào)制（PWM ）波形稱為正弦脈寬調(diào)制（ SPWM）。一般將正弦調(diào)制波的幅值A(chǔ) 與三角載波的峰值A(chǔ)p 之比定義為調(diào)制度 M 也稱調(diào)制比或調(diào)制系數(shù) （Moudu

7、lation Index），即 M=A/Ap 改變 SPWM 輸出電壓和頻率的波形。.除了將正弦波與單極弦性三角波脈寬調(diào)制外，還有正弦波與雙極性三角波的調(diào)制波的調(diào)制方法， 如圖 5.51 所示時三角波和 PWM 波形有正負(fù)極性變化，但正半周期內(nèi)，正脈沖同負(fù)半周期相反。半周期內(nèi)，正脈沖較負(fù)半周期則反之。對單相橋式逆變器電路采用單極性調(diào)制時，在正弦波的半個.周期內(nèi)每臂只有一個開關(guān)器件導(dǎo)通或關(guān)斷，而雙極性調(diào)制時，逆變器兩對角及同一臂上下兩個開關(guān)元件交替通斷，處于互補的工作方式。在三相橋式逆變器雙極性調(diào)制的情況中， PWM 逆變器一般都用電壓型，電壓型逆變器由于用電容濾波，直流電源為低內(nèi)阻的電壓源，直

8、流電壓幅值和極性不能改變，能將電動機端電壓限制在直流電源電壓水平上，浪涌過電壓較低，適于穩(wěn)頻穩(wěn)壓電源、不可逆拖動、快速性要求不高的場合以及多電機供電壓和穩(wěn)速工作。在三相 SPWM 逆變器中，通常公用一個三角載波信號，用三個相位互差 120 度的正弦波作調(diào)制信號，以獲得三相對稱輸出；基波電壓的大小和頻率也是通過改變正弦調(diào)制信號的幅值和頻率來改變的。由以上的分析可以看出，不管從調(diào)頻、調(diào)壓的方便和為了減少諧波， PWM 逆變器都有著明顯的優(yōu)點：（ 1） 即可分別調(diào)頻、調(diào)壓，也可調(diào)頻調(diào)壓，都由逆變器統(tǒng)一完成，僅有一個可控功率級，從而簡化了主電路和控制電路的結(jié)構(gòu)，使裝置的體積小、重量輕、照價低，可靠性高

9、。（ 2） 直流電壓可由二極管整流獲得，交流電網(wǎng)的輸入功率因數(shù)與逆變器輸出電壓的大小無關(guān)，有數(shù)臺裝置可由同一臺不可控整流供電。（ 3） 輸出頻率和電壓都在逆變器內(nèi)控制和調(diào)節(jié)，其響應(yīng)速度取決于電子控制回路，而與直流回路的濾波參數(shù)無關(guān)，所以調(diào)節(jié)速度快，且可使調(diào)節(jié)過程中頻率和電壓相配合，以獲得好的動態(tài)性能。（ 4） 輸出電壓或電流波形接近正弦，從而減少諧波分量，降低負(fù)載電機的發(fā)熱和轉(zhuǎn)矩脈動，改善了電機運行性能。PWM 逆變器要求有高的載波頻率。開關(guān)器件工作頻率高，開關(guān)損耗和換流損耗會隨之增加。.三、同步調(diào)制和異步調(diào)制在 SPWM 逆變器中，定義載波頻率 ff 與調(diào)制頻率 F 之比為載波比 N。根據(jù)調(diào)

10、制波與載波頻率之比是否固定抑或變化， SPWM的控制方式可以分為同步調(diào)制和異步調(diào)制：（ 1） 同步調(diào)制：這時 N常數(shù)，變頻時三角載波的頻率與正弦調(diào)制波的頻率同步變化。（ 2） 異步調(diào)制：在逆變器的整個變頻范圍內(nèi)，載波比 N 不等于常數(shù)，載波信號與調(diào)制信號不保持同步關(guān)系。同步調(diào)制隨著輸出頻率的降低， 其相鄰兩脈沖間的間距增大，諧波會顯著增加，對電動機負(fù)載將產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動和噪音等惡劣影響。在異步調(diào)制方式中，其整個變頻范圍內(nèi)三角波頻率恒定，因此，低頻時逆變器輸出電壓半波內(nèi)三角波頻率恒定，因此，低頻時逆變器輸出電壓半波內(nèi)的矩形脈沖數(shù)增加，提高了低頻時的載波比，這可減少負(fù)載電機的轉(zhuǎn)矩脈沖與噪聲，改善低頻工

11、作特性；但是由于載波比是變化的，勢必使逆變器輸出電壓波形中正負(fù)半周期脈沖數(shù)及其相位都發(fā)生變化，很難保持三相輸出間的對稱關(guān)系，因而引起電機工作的不平穩(wěn)。為了克服上述兩種控制方式的不足，可以揚長避短，將同步和異步兩種調(diào)制方式結(jié)合起來，采用分段同步調(diào)制，保持輸出波形對稱的優(yōu)點；當(dāng)頻率降低較多時，使載波比分段有級的增加，采納異步調(diào)制的長處。具體的說，就是把逆變器整個頻率范圍劃分成若干頻段， 在每個頻段內(nèi)都維持載波比 N 恒定；對不同頻段，則取不同的 N 值。頻率低時，取 N 值大些，例如可按等比級數(shù)安排。各頻段載波頻率的變化范圍基本一致，以滿足功率開關(guān)器件對開關(guān)頻率率的限制。對三相 SPWM 逆變器電

12、路采用同步調(diào)制時，為了使三相輸出波形嚴(yán)格對稱，應(yīng)取載波 N 為 3 的倍數(shù)，同時，為了使一相的波形正負(fù)半周期對稱， N 應(yīng)取奇數(shù)。.四、 SPWM 波的軟件生成PWM 波形可以由模擬和數(shù)字電路用調(diào)制的方法產(chǎn)生，而由于微機控制技術(shù)的發(fā)展，用軟件生成 SPWM 波形的方法就變得比較容易。目前 SPWM 波形的生成方法有多種： 表格法（又稱 ROM 法）、隨時計算法（又稱 RAM 法），實時計算法等。其中的實施計算法是通過數(shù)學(xué)模型，而建立數(shù)學(xué)模型的方法又有多種，如諧波濾去法、等面積法、采樣型 SPWM 法以及其它配生方法。而采樣型 SPWM 法又分為：自然采樣法、規(guī)則采樣法。在本設(shè)計中，采用對稱規(guī)則

13、采樣法，具體內(nèi)容見軟件設(shè)計部分。第二章單相橋式正弦脈寬調(diào)制（SPWM）變頻電源硬件設(shè)計一、方案與總體框圖1、方案選擇在交流調(diào)速系統(tǒng)中，用于交流電氣傳動中的變頻器實際上是變壓（ Variable Voltage 簡稱 VV ）變頻（ Variable Frequency 簡稱VF）器，即 VVVF, 通常稱為 VVVF 裝置。而這種 VVVF 控制技術(shù)又分為兩種， 第一種是 VV 與 VF 方式，即把交流電整流成直流電的同時進行相應(yīng)控制而逆變?yōu)榭烧{(diào)頻率的交流電，這種VVVF控制技術(shù)稱為脈沖幅值調(diào)制（ PAM ）方式。第二種是將 VV 與 VF 集中于逆變器一起完成的，即前面為不可控整流器，中間直

14、流電壓恒定，而后由逆變器既完成變壓又完成變頻，這種控制方式脈沖寬度調(diào)制方式，即 PWM 方式。本設(shè)計選用第二種方式進行設(shè)計，因為這種方式的整流器無需控制，簡化了硬件電路的結(jié)構(gòu)，而且由于以全波整流代替相控整流，提高了輸入端的功率因數(shù)，.減少了高次諧波對電網(wǎng)的影響。此外，由于輸出電壓波形又方波改進為 PWM 波，減少了低次諧波，從而解決了電動機在低頻區(qū)的轉(zhuǎn)矩脈動問題，也降低了電動機的諧波損耗和噪聲。2、總體框圖二、電路原理以及參數(shù)計算本設(shè)計給出一種 IGBT-SPWM 變頻電源，它主要由主電路、吸收電路、驅(qū)動電路、采樣電路、控制電路、鍵盤與顯示電路等構(gòu)成。本節(jié)主要介紹電路的原理與設(shè)計和參數(shù)計算。.

15、1. 主電路1、整流濾波電路整流電路（其電路如圖） 的目的是將電網(wǎng)的 220 伏的交流電變成直流電。該電路由輸入濾波電路、二極管整流橋以及輸出整流電路組成。輸入濾波電路由 C101、 C102、L1 組成型電路的作用是路濾去電網(wǎng)中的高頻干擾信號和尖脈沖后進入單項橋式整流電路。二極管整流橋的作用是將交流變成脈動的直流電壓整流電路輸出的整流電壓是脈動得直流電壓，必須加以濾波；又由于逆變器采用 PWM 控制方式（有逆變器同時完成 VVVF ），要求中間直流電路是電壓源，所以一般采用電容器濾波。中間直流電路除了器起濾波作用外，還必須在整流電路與逆變器之間起去藕作用，以消除相互干擾，這就要求給作為感性負(fù)

16、載的電動機提供必要的無功功率。因此，中間直流電路電容器的電容量必須較大，除起濾波作用外，還必須起儲能作用，所以中間的直流電路的電容又稱儲能電容器。所以我們選用的輸出濾波電路由電容和電感組成的型電路，其作用是經(jīng)過該電路的濾波后，使輸出的直流變成平穩(wěn)、恒定的直流。分析如下：（1） 輸出電壓的平均值： U 0 ( AV )2 2U2 0.9U 242U 2（2） 脈動系數(shù)為： S30.6722U 2.（3）整流二極管的平均電流為：1 U 0AV0.45U 2其中 R L 為負(fù)載電阻I0 AVRLRL2（4）二極管的最大反向電壓為：U RM2U 2整流后經(jīng)過 RC 濾波電路，由變頻器輸出的功率要求及實

17、驗原理可得 RC0.04F（ 25）T/2 ，其中 T1/50=20ms所以可選：電容值為： C104C105 1.0 F滿足工程上的 RL C2 5 T 的要求可得：2U ab1.2U 0 AV1.20.9U 21.08U 2U 22. 電阻 R101的和開關(guān) S在主電路的整流與濾波之間加的電阻R101 的和開關(guān) S 的作用是為了限制在電源接入的瞬間產(chǎn)生很大的沖擊電流di，當(dāng)電流dt恒定后，通過延時開關(guān)動作， 關(guān)斷開關(guān) S，使電阻 R101 短路，這樣就起到在電源加載瞬間的沖擊電流擊穿 IGBT ，該電阻可取幾十幾百千歐。這里我們?nèi)?R101100K。3. 在 IGBT的輸出端與負(fù)載串連一電

18、 C在本設(shè)計中在 IGBT的輸出端與負(fù)載串連一電 C，其作用是：1).當(dāng)控制電路失控， IGBT 無法關(guān)斷時，可以通過電容C充電、放電過程可以防止IGBT 被破壞 ;2). 由于電機是感性負(fù)載 ,電機在制動過程中，即在電機減速或反轉(zhuǎn) 時將產(chǎn)生反向電動勢， 這時電容 C 與電機構(gòu)成回路， 吸收電機產(chǎn)生的反向電動勢，使 IGBT 不被損壞。3).吸收電流波動，使di/dt 達(dá)到零。此處取C 0.1uF。.在這里有必要討論以下制動工況，因為這與中間直流電路上連接的能耗制動電路有關(guān)。有電機學(xué)知，異步電動機轉(zhuǎn)子電流Ir的表達(dá)式為：ErEr ejrI r2X r21 2Rr s 2X r21 2Rr se

19、j r而轉(zhuǎn)子電路的功率因數(shù)表達(dá)式為： cos rRr / s21 2Rr sX r2在電動工況下， s0，由式 (8-2)可知，r 角必在 090 度之間，即 Ivr 必 Er 落后一個小于 90 度的角 r。電動工況下，異步電動機的向量圖如圖 10-2 所示。當(dāng)快速降頻時，由于異步電動機及其負(fù)載的慣性作用，很可能使 s0 這時異步電動機進入發(fā)電工況。由式 (8-2)可知， r 處于 90180 度之間。異步電動機在發(fā)電工況下的向量圖如圖下圖所示。比較圖兩相量可知， 由于 r 角的不同，使異步電動機輸入端的功率因數(shù)角？也不同。在電動工況下， s90 度，送出有功功率。由于中間電路儲能電容的作用

20、，直流電壓的極性不會改變，所以發(fā)電工況時，電流經(jīng)逆變器流二極管反饋至中間直流電路，對儲能電容器充電。由于整流橋中的電流不可能反向流通，故此功率不可能反饋至電網(wǎng)。如果要求將此功率反饋至電網(wǎng)，則需在整流橋上再反并聯(lián)連接另外一組可控整流電路，這組可控者劉電路在電動工況時應(yīng)是.截至（關(guān)斷）的，而當(dāng)進入發(fā)電工況時使他導(dǎo)通，發(fā)電工況下的功率就反饋給電網(wǎng)。這時，異步電動機的轉(zhuǎn)矩也變?yōu)樨?fù)值，使電動機進入再生制動工況。再生制動，使變頻器主電路結(jié)構(gòu)與控制系統(tǒng)都復(fù)雜化。所以，除特殊需要外，一般均采用能耗制動方法。4. 逆變電路該電路的核心是四個絕緣柵極晶體管 （IGBT ）組成的橋式電路，它的目的是使 220V 的

21、交流電成為既可調(diào)壓又可以調(diào)頻的交流電來給負(fù)載電機供電，從而實現(xiàn)電機的調(diào)速。也就是本設(shè)計所說的變頻調(diào)速。（具體電路見原理電路圖的主電路圖）IGBT 的工作特性與參數(shù)：絕緣柵雙極晶體管（ IGBT）80 年代發(fā)展起來的新型器件，該器件是集功率場效應(yīng)管（ VDMOS）和雙極型大功率晶體管（ GTR）的優(yōu)點于一體，具有電壓型控制、輸入阻抗大、驅(qū)動功率小、控制電路簡單、開關(guān)損耗小、通斷速度快、工作頻率高、元器件容量大等特點。在 VDMOS結(jié)構(gòu)的漏極側(cè) n層下增加一個 P層就形成 IGBT 的結(jié)構(gòu)。正向?qū)〞r，這個正偏 P-N 結(jié)向基區(qū)（ n）注入空穴，產(chǎn)生基區(qū)電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)， 因此 IGBT的通態(tài)壓降低。

22、 IGBT 屬柵控自斷器件，當(dāng)柵射間加 Uce 時開通，無信號或加 -Uce 時關(guān)斷。開通時間一般為 0.5 1.2 s，關(guān)斷時間 1.5 4.5 s，工作頻率可達(dá) 40kHz。在并聯(lián)應(yīng)用時具有電流自動調(diào)節(jié)能力， 不需另加均流措施。 IGBT 導(dǎo)通時 Uce 的大小能反應(yīng)過流情況，故可用檢測柵射極電壓的方法來識別過流信號。 IGBT在使用時應(yīng)注意的問題有：1). 柵極驅(qū)動電壓 UGE如圖 2.2.5-3為參變量的 IGBT 伏安特.性曲線。由圖可知當(dāng)柵射極電壓 UGE U GE（th ）時， Ic 開始流過器件其大小取決于 UGE。在實際選用過程中應(yīng)選 UGE （1.5 2.5 ）UGE（ t

23、h ），以獲得最小的導(dǎo)通壓降。當(dāng) UGE增加時，導(dǎo)通狀態(tài)下的集射集電壓 UGE減小，開通損耗下降。 但在負(fù)載過程中 UGE增加，集電極電流 Ic 也增加。因此，對 UGE的選擇應(yīng)折中考慮，一般選 15V 左右為好。對于有上下橋臂的逆變器，其驅(qū)動電源要相互獨立。作為開關(guān)器件的 IGBT 在關(guān)斷時將承受高 dv /dt ，可能引起極柵極間電容的充電電流，使柵射電壓超過 UGE（ th ），為了防止由此引起的 IGBT 導(dǎo)通，用 20V 的供電電壓來產(chǎn)生 15V的開柵電壓和 -5V 的關(guān)柵電壓。2). 柵極電阻 RGIGBT的輸入阻抗高達(dá)1091011且為純?nèi)菪缘模?靜態(tài)時不需要直流電流，只需要對輸

24、入電容進行放電的動態(tài)電流，其直流增益可達(dá) 108109，幾乎不消耗功率。為了改善脈沖的前后沿的陡度和防止振蕩，減少IGBT的集電極大的電壓尖脈沖，需要在柵極串聯(lián)電阻RG。當(dāng) RG增大時會使 IGBT 的通斷時間延長，能耗增加，而減小 RG又會使 di/dt增高，可能引發(fā)誤導(dǎo)通或損壞IGBT。因此，根據(jù)電容流量和電壓額定值及開關(guān)頻率不同，選擇合適的阻值，一般選 RG為十幾歐到幾百歐。3). 柵射極電阻 RGERGE（10005000）RG。而且應(yīng)將 RGE并聯(lián)在離柵極和射極最近處為宜。此外，為了防止柵極驅(qū)動電路出現(xiàn)高壓尖峰，最好.在柵射極間并聯(lián)兩只反相串聯(lián)的穩(wěn)壓二極管， 其值與開柵電壓 UGE

25、和關(guān)柵電壓 UGE 相同而方向相反（電路如圖 2.2.5-4 ）。2.驅(qū)動電路驅(qū)動電路是控制電路產(chǎn)生 SPWM后加以隔離、放大形成驅(qū)動各開關(guān)器件開關(guān)動作的電路。本設(shè)計采用由 IGBT 構(gòu)成的逆變器，且用的是 IGBT 的專門驅(qū)動器件 EXB840對 IGBT 進行驅(qū)動。其電路如圖 2.2.5-53.吸收電路與主電路和 IGBT 密切相連的是吸收電路， 吸收電路可以吸收逆變器工作時產(chǎn)生的電壓尖脈沖，以保證電路的可靠運行。 IGBT 關(guān)斷時，由于其內(nèi)部的晶體管結(jié)構(gòu)，將產(chǎn)生一個很高的脈動電壓，即du dt ，并在內(nèi)部形成一個位移電流。如果 du dt 超過一極限值，IGBT將失控，為了使IGBT 正

26、常工作，需在每個IGBT 上加載如圖由 R、C、VD構(gòu)成的吸收電路來保護IGBT。其參數(shù)的計算公式為：.L2 為主回路的電感 ；CL2 I CO2其中：I CO為 IGBT 關(guān)斷時的集電極電流；U EP Ud 2U CEP 為峰值電壓 ；U d為直流輸入則的電壓；R1其中U CEPU D U FD LS di23CFdtU FD 為二極管 VD的瞬態(tài)正向壓降， LS 為吸收電路的電感。二極管 VD選用 MVR8100快速二極管，續(xù)流二極管 VD1也選用該型號的二極管。電路中：電容 C選 300pF， 1000V的大電容；電阻 R選用 100 歐、 100W的普通電阻 ;電感 L 2 18R2C

27、 18 100 230054H ，電感 L2 作用是：起再次濾波的作用；是電流平穩(wěn)變化，使 IGBT 安全的關(guān)斷和導(dǎo)通。RU是壓敏電阻，其阻值與電壓近似成反比，當(dāng)du dt 過大時，相當(dāng)與導(dǎo)線將 IGBT 短路開。這里取 RU1000.4.保護電路1、欠電壓保護電路與參數(shù)有兩種情況可以產(chǎn)生欠電壓，一種是輸入交流電壓長時間低于標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的數(shù)值，另一種是瞬時停電（停電時間小于12 秒）或瞬時電壓降低（電壓突然降低到額定值的 40 50，時間.小于 2 秒）。欠電壓情況下，控制電源不足以維持控制系統(tǒng)的正常工作，欠電壓還會造成逆變器開關(guān)器件的驅(qū)動功率不足，在這些情況下 IGBT 都會被損壞。在該電路中我

28、們將電壓與給定的12V電壓進行比較，由于經(jīng)過分壓，比較器的正端的輸入電壓為 4V，當(dāng)輸入的電壓小于 4V 時，輸出高電平，否則為低電平。參數(shù)上圖：2、過電壓保護電路及參數(shù)過電壓的原因可能是輸入電壓長時間過高，也可能是由于脈沖電壓較高。一旦出現(xiàn)過電壓， IGBT 就有可能被損壞，從而導(dǎo)致整個系統(tǒng)的崩潰。 在該電路中我們將電壓與給定的 12V 電壓進行比較，由于經(jīng)過分壓，比較器的負(fù)端的輸入電壓為 8V ，當(dāng)輸入的電壓高于 8V 時，輸出高電平，否則為低電平。參數(shù)如圖：3、短路電流保護電路與參數(shù)：該電路的輸入電流是通過霍爾傳感器 WB214 來提供電流。當(dāng)從霍爾傳感器WB214 輸出的電流大于 2.

29、4mA 時，比較器 LM339輸出高電平，從而切斷電路，反之 LM339 輸出為高電平， 電路正常。參數(shù)如圖4、溫度保護電路及參數(shù)該電路的核心是熱敏電阻 Rc1 和 LM339 。本設(shè)計使用負(fù)系數(shù)型熱敏電阻 Rc1，當(dāng) IGBT 的溫度上升時， Rc1 的阻值下降，入比較器 LM339 負(fù)端的電流變大， 即負(fù)端電壓變大， 當(dāng)比給.定電壓高時， LM339 就輸出一個低電平。電路參數(shù)如圖：4.控制及接口電路控制電路的功能接受各種設(shè)定信息和指令， 然后根據(jù)這些指令和設(shè)定信息形成驅(qū)動逆變器工作的 SPWM信號。因此，控制電路可分為兩部分。 控制 SPWM波的生成電路和設(shè)定顯示與鍵盤部分。1、控制 S

30、PWM波形的生成電路該電路核心是單片機8031，其外接芯片有模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC0809、擴展外部程序存儲器4K 的 EPROM 2732、擴展數(shù)據(jù)存儲器 2K 的 ROM 6116以及地址鎖存器 74LS373。（各芯片的介紹與使用方法見張建忠同學(xué)的論文）2、設(shè)定顯示與鍵盤部分該鍵盤由 16 個按鍵，分成 4 行 4 列的矩陣式。當(dāng)按鍵被按下時，相應(yīng)的行和列就被接通。本設(shè)計采用的是非編碼鍵盤，8031必須對按鍵進行監(jiān)控。顯示采用動態(tài)顯示， 8031 通過 8155 對 6 只共陰極的 LED數(shù)碼管相連，具體詳見電路圖。8155 的 A 口和所有LED 數(shù)碼管的abcdef 端相連，而各個數(shù)碼管的

31、控制端與8155 的 C 口相連，故8155 的 A 口為字形口， C口為字 位口。A 口經(jīng)驅(qū)動器 8718 對 LED數(shù)碼管進行驅(qū)動。 （各芯片的介紹與使用方法見張建忠同學(xué)的論文）1). 鍵值表.按 鍵K0K1K2K3K4K5K6K7K8K9K10K11K12K13K14K152)、八段 LED行 值列 值A(chǔ)=01B=0EHHA=01B=0DHHA=01B=0BHHA=01B=07HHA=02B=0EHHA=0.2B=0DHHA=02B=0BHHA=02B=07HHA=04B=0EHHA=04B=0DHHA=04B=0BHHA=04B=07HHA=08B=0EHHA=08B=0DHHA=08

32、B=0BHHA=08B=07HH數(shù)碼管：鍵 值關(guān)鍵字00H0EH01H0DH02H0BH03H07H04H1EH05H1DH06H1BH07H17H08H2EH09H2DH0AH2BH0BH27H0CH3EH0DH3DH0EH3BH0FH37H在該設(shè)計中，數(shù)碼管采用共陰極接法。 其顯示字符與對應(yīng)的地址偏移量和字形碼的關(guān)系如下表：地址偏移共陰字形所顯示字量碼符.+0H3FH0+1H06H1+2H5BH2+3H4FH3+4H66H4+5H60H5+6H70H6+7H07H7+8H7FH8+9H6FH9+13H80H （小數(shù)點）第三章軟件設(shè)計本設(shè)計由單片機實現(xiàn)SPWM波形產(chǎn)生與控制，采用對稱規(guī)則采樣

33、法。一對稱規(guī)則采樣法如圖所示，通過正弦波（實際上是階梯波） 與三角波相交，由交點得出脈沖寬度。此階梯波與三角波的交點所確定的脈寬為一個周期Ts。由圖可知：toff=Ts/4-a;.ton=Ts/4+a 可得 toff=Ts/4（1-Msin t ） ton=Ts/4 （ 1+Msint ） （注： M=Uc/Ur 與三角波的幅值之比，稱為調(diào)幅比，0M1,且 M越大，電壓越高，為正弦波的頻率，改變即可改變SPWM脈沖列的基波頻率。）t1為采樣點（頂點采樣）的時刻的脈沖的寬度為：t pw=Ts/2(1+Msin t1)=Tt/2(1+Msin t1) 采樣點時刻 t1 只與載波比 N（ N=T/T

34、t ，T 為正弦波的周期）有關(guān)，與調(diào)幅比 M無關(guān)且 t1 KTt（K=0、1N-1） 由可得在對稱規(guī)則采樣中， 只需知道一個采樣點 t1 就可以知道這個采樣周期內(nèi)的時間間隔 Toff 與脈沖寬度 Tpw的值。由單片機實現(xiàn)的對稱規(guī)則采樣法 SPWM控制時，可把幅值為 1 的基準(zhǔn)正弦波算出。存在 ROM中形成基準(zhǔn)正弦函數(shù)，以備查用。為了改善 SPWM，并使開關(guān)器件的開關(guān)頻率 Fr 限制在適當(dāng)?shù)姆秶鷥?nèi)，載波比 N 有不同的值如下圖：根據(jù)指定的頻率 F 確定該頻率區(qū)域內(nèi)的 N 值，由此計算出三角波的周期 Tt 和采樣周期 Ts。，此外， M與給定的頻率之間的關(guān)系也可以確定（可有 U/F 曲線來確定）

35、。將設(shè)計中所給的 U/F 預(yù)先算出來存于 ROM中，以備查用。由 F 及 U/F 曲線來查相對應(yīng)的 U 值，計算出相應(yīng)的 Uc ，則頻率為 F 時，M=Uc/Ur（調(diào)頻范圍，UrUc/M，F(xiàn)=Fn時， M=0.9，所以 Ur 1.1Uc）。.使用對稱規(guī)則采樣，由式t1 KTt計算出 t1 并按式計算出 Toff 和 Tpw的值，把三角波的一個周期作為中斷周期，CPU接到中斷請求信號，把預(yù)先計算好的Toff作為定時時間常數(shù)，送入定時器并啟動。定時時間一到就切換開關(guān)模式。再把Tpw 作為定時時間常數(shù)送入定時器，定時時間就再次切換開關(guān)模式。啟動定時器后采樣頻率指定值，并根據(jù)下一個時刻的值新的頻率指定

36、值計算出時間常數(shù)Toff 、Tpw 為下一個中斷周期做好準(zhǔn)備。由上述可知，輸出頻率與輸出電壓對頻率指定值的響應(yīng)時間是一個中斷周期。 N 值越大，響應(yīng)時間越短， 因此這種控制方式是定時控制的。二、地址分配8031 的接口芯片有 8155、2732、6116 和 ADC0809 。電路的地址分配如下：1). 8155 用于四位 LED 顯示、十六個編碼鍵與 8031 的 I/O 接口，8155 的片選端一直與地相接， 使 8155 始終處于工作狀態(tài)， 8155的 IO/M 與 8031 的 P2.4 相接，故 P2.40 時，選中 8155 的 RAM工作。 P2.41 時選中 8155 的內(nèi)的三

37、個 I/O 端口相應(yīng)的基本地址為：0000H 00FFH8155 的 RAM 基本地址區(qū).1000H8155 的命令狀態(tài)口1001HA 口1002HB 口1003HC 口1004H內(nèi)部定時器低 8 位1005H內(nèi)部定時器高 8 位2).2732 是一種由 +5V 供電的 4K 的 EPROM 采用 NMOS工藝制成，有電路可知，8031 的 PSEN 與 2732 的 OE/VPF 相連，P2.6 與片選端相連。故2732 的基本地址區(qū)為： 0000H0FFFH3).6116 是外擴 2K 字節(jié)的數(shù)據(jù)存儲器RAM6116，6116 是 8位靜態(tài)隨機存儲芯片，采用CMOS工藝制作，由單一的 +5

38、V供電，典型存儲時間為20ns，額定功耗為 160M，24 引腳的雙列直插式封裝。有控制電路可知 8031 的 P2.6 與 6116 的片選端相接， 故基本地址為： 0000H07FFH4).ADC0809 用來采樣給定的頻率值，頻率由美國Xico 公司生產(chǎn)的數(shù)字電位器X9511 來提供（該電位器的介紹見張建忠同學(xué)的論文），0809 直接采樣中斷方式相接，由8031 的 P2.7 口與寫信號經(jīng)過邏輯變換后作為0809 的啟動信號，當(dāng) P2.7=0,WR=1 時，ALE 和 START 均為高電平，啟動 0809；由 P2.7 與 RD 經(jīng)過邏輯變換后作為 0809 的度啟動信號，當(dāng) P2.7

39、=0, RD=1，8031 從 0809讀數(shù)據(jù)（0809 的接線與連接方法見Protel 電路圖）。其地址分配如下：.PPPPP2.3P0.7PCBAPPP2.72.62.52.4P1.3P0.40.30.20.20.00111FF1000所以 INT0的一地址為： 7FF8H三、程序設(shè)計1 控制算法本設(shè)計頻率 F 要求為 0100Hz可調(diào)，采用的調(diào)制波為U/F常數(shù)， F100Hz時， M=0.9, 載波比分 4 段：F25Hz 時,N=42;25HzF40Hz時， N=30;40HzF50Hz,N=24;50HzF100Hz時， N 18給定的 0100Hz的頻率是由數(shù)字電位器X9511來提

40、供，通過ADC0809送到單片機內(nèi)。由單片機內(nèi)的定時器T0 來定時采樣周期Ts；定時器 T1 定時 toff和 tpw。定時時間一到就從8031 的 P1.0 P1.3 輸出到 IGBT的驅(qū)動器 EXB840的上。在正弦波的正半周期內(nèi)，即 0N/2-1 個采樣點由 P1.0 和 P1.1 分別驅(qū)動 IGBT1和 IGBT4 通斷，在正弦波的負(fù)半周期內(nèi)，即 N/2N 個采樣點由 P1.2 和 P1.3分別驅(qū)動 IGBT2和 IGBT3 通斷。由于單片機只能進行數(shù)字量的計算，所以必須toff和 tpw進行數(shù)字化處理，是根據(jù)數(shù)字模型由計算機進行控制所必須的。8031 采用 6MHz的晶振頻率，即 F

41、osc 6MHz，其內(nèi)部計數(shù)器的速度為 Fosc/N，即 0.5MHz，則計數(shù)一次的時間是 1/（0.5 106）秒，采樣周期量化為采樣次數(shù) R(數(shù)字量 ) 可得 Ts（S）= 1/（0.5. 106） ,對稱規(guī)則采樣的周期TsTt=1/NF 則 R106/2NF 如此，對應(yīng)于某一頻率值 F，由式可得一個 R 值，將式存入 ROM中，以備查用。本設(shè)計中要求U/F 常數(shù)，且F=100Hz 時， M 0.9 ，則M=0.9F/100 , 將式以及量化后的Ts，即 Ts 106/NF帶入式中，就可得到量化后的toff和 tpw：toff R/4 1125sin t1/N R/4 Y tpw2（R/4

42、 1125sin t1/N ） R/4 Y 其中 Y1125sin t1/N ，t1 由式 t1 KTt 來確定。因此根據(jù)不同頻率段的 4 個載波比 N 可計算出 4 組 T 值，并生成 4 張表，存到 ROM中，以備查用。軟件由主程序、 定時器 T1( 采樣周期 ) 中斷服務(wù)程序以及定時器 T0（ PWM波輸出）中斷程序三部分組成。其中，主程序完成程序的初始化，根據(jù)讀入的頻率 F 查得 R，在有相應(yīng)得表格得 Y 值，計算出 toff 和 tpw 的值。由于 8031 的加法定時器且為 16 位計數(shù)，則可由以下各式得 Ts、 Toff 和 Tpw：Ts216 R； Toff 216 toff ； Tpw 216 tpw （ 11）當(dāng)?shù)谝粋€采樣點Ts、Toff 和 Tpw被 T1、 TO中斷服務(wù)程序取來后，主程序接著計算，第二個采樣點的Ts、Toff 和 Tpw值，一直算完 N/2-1 個點后，重復(fù)計算負(fù)半周內(nèi)得采樣點， 直到算完第 N個采樣點后。再讀入新的F 值進行計算。T1 中斷服務(wù)程序用來定時采樣周期Ts，并將 Toff送入 T0啟動