電流放大系數與頻率的關系

1、電流放大系數與頻率的關系3.8 電流放大系數與頻率的關系當晶體管對高頻信號進行放大時,首先用被稱為 偏置 或 工作點 的直流電壓或直流電流使晶體管工作在放大區(qū),然后 把欲放大的高頻信號疊加在輸入端的直流偏置上. 當 信號電壓的振幅遠小于 ( kT/q ) 時,稱為 小信號.這時晶體管內與信號有關的各電壓,電流和電荷量,都由直流偏置和高頻小信號兩部分組成,其高頻小信號的振幅都遠小于相應的直流偏置.各高頻小信號電量之間近似地成 線性關系. 電流,電壓和電荷量的符號(以基極電流為例)總瞬時值:其中的直流分量:其中的高頻小信號分量:高頻小信號的振幅:由于各小信號電量的振幅都遠小于相應的直流偏置,而且是

2、疊加在直流偏置上的,所以可 將小信號作為總瞬時值的 微分來處理 .仍以基極電流為例,即:或隨著信號頻率 f 的提高, 和 的幅度會減小,相角會滯后.以 分別代表高頻小信號的發(fā)射結注入效率,基區(qū)輸運系數,共基極和共發(fā)射極電流放大系數 ,它們都是復數.對極低的頻率或直流小信號,即當 0 時,它們分別成為 .以 PNP 管為例,高頻小信號電流從流入發(fā)射極的 ie 到流出集電極的 ic ,會發(fā)生如下變化:ieipeipcipccicieicCTECDECTC3.8.1 高頻小信號電流在晶體管中的變化3.8.2 基區(qū)輸運系數與頻率的關系1,高頻小信號基區(qū)輸運系數的定義基區(qū)中到達集電結的少子電流的高頻小信

3、號分量 與從發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的少子形成的電流中的高頻小信號分量 之比,稱為 高頻小信號基區(qū)輸運系數,記為 .對于 PNP 管,為 基區(qū)輸運系數隨頻率的變化主要由少子的基區(qū)渡越時間所引起.(1) 復合損失使 的物理意義:基區(qū)中單位時間內的復合率為 ,少子在渡越時間 b 內的復合率為 ,因此到達集電結的未復合少子占進入基區(qū)少子總數 ,這就是 .這種損失對直流與高頻信號都是相同的.2,基區(qū)渡越時間 的作用(2) 時間延遲使相位滯后對角頻率為 的高頻信號,集電結處的信號比發(fā)射結處在相位上滯后 b ,因此在 的表達式中應含有因子 .(3) 渡越時間的分散使 減小已知在直流時, ,現 假定 上述關系也適用于

4、高頻小信號,即:3,由電荷 高頻小信號空穴電流的電荷控制方程為當暫不考慮復合損失時,可先略去復合項 .基區(qū)ipeipc代入略去 后的空穴電荷控制方程中,得:再將復合損失考慮進去,得:上式可改寫為一般情況下,得:式中, 代表復合損失, 代表相位的滯后,代表 b 的分散使 的減小.4, 在復平面上的表示OPA與OAB 相似,因此,可見,半圓上點 P 的軌跡就是 .由于采用了 的假設而使 的表達式不夠精確 ,因為這個假設是從直流情況下直接推廣而來的.但是在交流情況下,從發(fā)射結注入基區(qū)的少子電荷 qb ,要延遲一段時間后才會在集電結產生集電極電流 ipc .計算表明,這段延遲時間為 ,m 稱為 超相移

5、因子,或 剩余相因子,可表為5,延遲時間對于均勻基區(qū), = 0, m = 0.22 .這樣,雖然少子在基區(qū)內持續(xù)的平均時間是 b ,但是只有其中的 時間才對 ipc 有貢獻,因此 ipc 的表達式應當改為同時要增加一個延遲因子 .準確的 表達式應為6,基區(qū)輸運系數的準確式子定義:當 下降到 時的角頻率與頻率分別稱為輸運系數 的截止角頻率 與 截止頻率 ,記為 與 .當 時,上式可表為于是 又可表為因子 使點 P 還須再轉一個相角 后到達點 P ,得到的 的軌跡,才是 的軌跡.輸運系數的準確式子在復平面上的表示準確式中的因子 的軌跡仍是半圓 P ,但另一個3.8.3 高頻小信號電流放大系數1,發(fā)

6、射結勢壘 由發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的少子形成的電流中的高頻小信號分量 與發(fā)射極電流中的高頻小信號分量 之比,稱為 高頻小信號注入效率,記為 .對于 PNP 管,為 當不考慮擴散電容與寄生參數時,PN 結的交流小信號等效 與電容 CTE 的并聯.iereCTEeb流過電阻 re 的電流為流過電容 CTE 的電流為iectier因此暫不考慮從基區(qū)注入發(fā)射區(qū)形成的 ine(即假設 )時,再計入 的作用后,得:式中, ,稱為 發(fā)射結勢壘電容充放電時間常數.2,發(fā)射結擴散電容充放電時間常數本小節(jié)從 CDE 的角度來推導 (近似式).假設 即 代入 CDE ,得:WBx0QBQEqb = dQBqe = dQE流

7、過電阻 re 的電流為當不考慮勢壘電容與寄生參數時,PN 結的交流小信號等效電路是發(fā)射極增量電阻 與電容 CDE 的并聯.流過電容 CDE 的電流為ieipeipcreCDEebiecdier因此式中,再計入復合損失后得:這與不含超相移因子的 的近似式完全一致.暫不考慮基區(qū)復合損失時, 3,集電結耗盡區(qū)延遲時間當基區(qū)少子進入集電結耗盡區(qū)后,在其中強電場的作用下以飽和速度 vmax 作漂移運動,通過寬度為 xdc 的耗盡區(qū)所需的時間為當空穴進入耗盡區(qū)后,會改變其中的空間電荷分布,從而改變電場分布和電位分布,這又會反過來影響電流.這里采用一個簡化的模型來表示這種影響.設電荷量為 qc 的基區(qū)少子(

8、空穴)進入集電結耗盡區(qū)后,在它通過耗盡區(qū)的 t 期間,平均而言會在耗盡區(qū)兩側分別感應出兩個 ( -qc /2 ) 的電荷.當集電區(qū)一側感應出 ( -qc /2 ) 時,將產生一個向右的電流.另一方面 ,流出耗盡區(qū)的空穴電流比流入耗盡區(qū)的空穴電流少了 ,所以 ipcc 成為NPipcipccxdcqc-qc/2-qc/2平均而言,代入上式,得:式中,稱為 集電結耗盡區(qū)延遲時間.4,集電結勢壘電容經集電區(qū)充放電的時間常數當電流 ic 流經集電區(qū)體電阻 rcs 時,產生壓降 icrcs .雖然 vcb = 0 ,但本征集電結上(c 與 b 之間)卻有壓降:圖中 c 為緊靠勢壘區(qū)的 本征集電極,或稱為

9、 內集電極. NPCTCrcsicvcb= 0cbcvcb 將對 CTC 進行充放電,充放電電流為總的高頻小信號集電極電流為式中, ,代表 集電結勢壘電容經集電區(qū)的充放電時間常數.5,共基極高頻小信號短路電流放大系數及其截止頻率上式沒有 PNP 與 NPN 之分.式中,稱為 信號延遲時間,代表信號從發(fā)射極到集電極總的延遲時間,則 可寫為當 時,令可見,在直流或極低頻下, 隨著頻率的提高, 的幅度 下降,相角 滯后.定義:當 下降到 時的角頻率和頻率分別稱為 的截止角頻率 和 截止頻率,記為 和 ,即:這時 與 的區(qū)別僅在于用 代替 .的頻率特性主要由 WB 和 決定,即: 討論兩種情況(1)

10、對截止頻率不是特別高的一般高頻管,例如 fa 500 MHz 的現代微波管,WB 500 MHz 的現代微波管,可忽略 ,這時對于 fa 500 MHz 的晶體管, ec 中以 b 為主,這時可得 的關系曲線也有類似的頻率特性.由實際測量 fT 時,不一定要測到使 下降為 1 時的頻率,而是在 的條件下測量 ( 可以大于 1 ),然后根據 ,即可得到由于上式,fT 又稱為晶體管的 增益帶寬乘積. 高頻管的工作頻率一般介于 f 與 fT 之間.3,特征頻率的測量 4,特征頻率隨偏置電流的變化小電流時,隨著 IE 或 IC 的增大, eb 減小,使 fT 提高,所以 fT 在小電流時隨電流的增大而

11、提高.但是當電流很大時, eb 的影響變小,甚至可以略去. 大電流時,當基區(qū)發(fā)生縱向擴展 WB 時,使基區(qū)渡越時間 b 增加.同時,集電結勢壘區(qū)厚度將減小 WB ,使集電結勢壘區(qū)延遲時間 d 變小.但是 b 的增加要比 d 的減小大得多,而 且集電結勢壘區(qū)厚度的減小將導致 CTC 增加,所以 fT 在大電流時隨電流的增大而降低. 對 b 的修正3.8.5 影響高頻電流放大系數與特征頻率的其它因素CTC 中還應包括延伸電極的寄生電容,等等.發(fā)射區(qū)延遲時間EBC代入表 3-4 的參數,經計算可得:由于忽略了一些次要因素,實際的 fT 可能只有 7 GHz 左右.例:某高頻晶體管具有如表 3-4 所