第6章籠型異步電動機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)

1、籠型異步電機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)籠型異步電機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（VVVF系統(tǒng)）系統(tǒng)）轉(zhuǎn)差功率不變型調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)差功率不變型調(diào)速系統(tǒng)第第 6 章章 概概 述述 異步電機的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)一般簡稱為變頻調(diào)速系統(tǒng)。由于在調(diào)速時轉(zhuǎn)差功率不隨轉(zhuǎn)速而變化，調(diào)速范圍寬，無論是高速還是低速時效率都較高，在采取一定的技術(shù)措施后能實現(xiàn)高動態(tài)性能，可與直流調(diào)速系統(tǒng)媲美。因此現(xiàn)在應(yīng)用面很廣，是本篇的重點。本章提要本章提要n變壓變頻調(diào)速的基本控制方式n異步電動機電壓頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性n*電力電子變壓變頻器的主要類型n變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)n基于異步電動機穩(wěn)態(tài)模型的變壓變頻調(diào)速n異步電動機的動態(tài)數(shù)學(xué)模型

2、和坐標(biāo)變換n基于動態(tài)模型按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的矢量控制系統(tǒng)n基于動態(tài)模型按定子磁鏈控制的直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng) 6.1 變壓變頻調(diào)速的基本控制方式變壓變頻調(diào)速的基本控制方式 在進行電機調(diào)速時，常須考慮的一個重要因素是：希望保持電機中每極磁通量 m 為額定值不變。如果磁通太弱，沒有充分利用電機的鐵心，是一種浪費；如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導(dǎo)致過大的勵磁電流，嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。3333n對于直流電機，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應(yīng)有恰當(dāng)?shù)难a償， m 保持不變是很容易做到的。n在交流異步電機中，磁通 m 由定子和轉(zhuǎn)子磁勢合成產(chǎn)生，要保持磁通恒定就需要費一些周折了。 定子每相電動勢mNs

3、1g44. 4SkNfE （6-1） 式中：Eg 氣隙磁通在定子每相中感應(yīng)電動勢的有效值，單位為V； 定子頻率，單位為Hz； 定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)； 基波繞組系數(shù)； 每極氣隙磁通量，單位為Wb。 f1NskNsm 由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可達到控制磁通m 的目的，對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。 mNs1g44. 4SkNfE 1. 基頻以下調(diào)速 由式（6-1）可知，要保持 m 不變，當(dāng)頻率 f1 從額定值 f1N 向下調(diào)節(jié)時，必須同時降低 Eg ，使 1gfE常值 （6-2） 即采用恒值電動勢頻率比的控制方式采用恒值電動勢頻率比的控制方式。

4、mNs1g44. 4SkNfE 恒壓頻比的控制方式 然而，繞組中的感應(yīng)電動勢是難以直接控制的，當(dāng)電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認為定子相電壓 Us Eg，則得（6-3） 這是恒壓頻比的控制方式恒壓頻比的控制方式。常值1fUs 但是，在低頻時 Us 和 Eg 都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓 Us 抬高一些，以便近似地補償定子壓降近似地補償定子壓降。 帶定子壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性示于下圖中的 b 線，無補償?shù)目刂铺匦詣t為a 線。 OUsf 1圖6-1 恒壓頻比控制特性 帶壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性UsNf 1Na 無補償無補償

5、b 帶定子壓降補償帶定子壓降補償 2. 基頻以上調(diào)速 在基頻以上調(diào)速時，頻率應(yīng)該從 f1N 向上升高，但定子電壓Us 卻不可能超過額定電壓UsN ，最多只能保持Us = UsN ，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當(dāng)于直流電機弱磁升速的情況。 把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。 f1N 變壓變頻控制特性圖6-2 異步電機變壓變頻調(diào)速的控制特性 恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速UsUsNmNm恒功率調(diào)速恒功率調(diào)速mUsf1O 如果電機在不同轉(zhuǎn)速時所帶的負載都能使電流達到額定值，即都能在允許溫升下長期運行，則轉(zhuǎn)矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉(zhuǎn)矩也恒定，屬

6、于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”性質(zhì)，而在基頻以上，轉(zhuǎn)速升高時轉(zhuǎn)矩降低，基本上屬于“恒功率調(diào)速”。返回目錄返回目錄6.2 異步電動機電壓頻率協(xié)調(diào)控制時異步電動機電壓頻率協(xié)調(diào)控制時 的機械特性的機械特性本節(jié)提要本節(jié)提要n恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械特性特性n基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性n基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性n恒流正弦波供電時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性 異步電動機等效電路圖5-3 異步電動機的穩(wěn)態(tài)等效電路 Us1RsLlsLlrLmRr /sIsI0IrLm 參數(shù)定義nRs、Rr

7、 定子每相電阻和折合到定子側(cè)的 轉(zhuǎn)子每相電阻；nLls、Llr 定子每相漏感和折合到定子側(cè)的 轉(zhuǎn)子每相漏感；n Lm定子每相繞組產(chǎn)生氣隙主磁通的 等效電感，即勵磁電感；n Us、1 定子相電壓和供電角頻率；n s 轉(zhuǎn)差率。Us1RsLlsLlrRr /sIsI0IrLm電流公式由圖可以導(dǎo)出(5-1) 式中2r1s212r1ssrllLCLsRCRUImsm1s1s111LLLjLjRCllUs1RsLlsLlrRr /sIsI0IrLm 在一般情況下，LmLl1，則，C1 1 這相當(dāng)于忽略鐵損和勵磁電流。這樣，電流公式可簡化成(5-2)2rs212rssrsllLLsRRUIImsm1s1s1

8、11LLLjLjRCll 轉(zhuǎn)矩公式令電磁功率 Pm = 3Ir2 Rr /s 同步機械角轉(zhuǎn)速 m1 = 1 / np式中 np 極對數(shù)，則異步電機的電磁轉(zhuǎn)矩為（5-3）2rs212rs1r2spr2 r1p1mme/33llLLsRRsRUnsRInPT 式（5 - 3）就是異步電機的機械特性方程式。它表明，當(dāng)轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)差率一定時，電磁轉(zhuǎn)矩與定子電壓的平方成正比電磁轉(zhuǎn)矩與定子電壓的平方成正比。 6.2.1 恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的 機械特性機械特性 第第5章式（章式（5-3）已給出異步電機在恒壓恒頻正弦）已給出異步電機在恒壓恒頻正弦波供電時的機械特性方程式

9、波供電時的機械特性方程式 Te= f (s)。 當(dāng)定子電壓當(dāng)定子電壓 Us 和電源角頻率和電源角頻率 1 恒定時，可以改寫成如下形式：恒定時，可以改寫成如下形式： 2rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT（6-4） 2rs212rs1r2spr2 r1p1mme/33llLLsRRsRUnsRInPT 特性分析當(dāng)s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則（6-5） 也就是說，當(dāng)s很小時，轉(zhuǎn)矩近似與s成正比，機械特性 Te = f（s）是一段直線，見圖6-3。sRsUnTr121spe32rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT 特性分析（續(xù)）

10、當(dāng) s 接近于1時，可忽略式（6-4）分母中的Rr ，則 sLLRsRUnTll1)(32rs212sr121spe（6-6）即s接近于1時轉(zhuǎn)矩近似與s成反比，這時， Te = f（s）是對稱于原點的一段雙曲線。2rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT 機械特性 當(dāng) s 為以上兩段的中間數(shù)值時，機械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段，如圖所示。smnn0sTe010TeTemaxTemax圖6-3 恒壓恒頻時異步電機的機械特性6.2.2 基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的頻率協(xié)調(diào)控制時的 機械特性機械特性 由式（6-4）機械特性方程式可以看出，對于同一組轉(zhuǎn)矩 T

11、e 和轉(zhuǎn)速 n（或轉(zhuǎn)差率s）的要求，電壓 Us 和頻率 1 可以有多種配合。 在 Us 和 1 的不同配合下機械特性也是不一樣的，因此可以有不同方式的電壓頻率協(xié)調(diào)控制。 2rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT1. 恒壓頻比控制（ Us /1 ） 在第6-1節(jié)中已經(jīng)指出，為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機鐵心，發(fā)揮電機產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時，同步轉(zhuǎn)速自然要隨頻率變化。 p10260nn（6-7） 在式（6-5）所表示的機械特性近似直線段上，可以導(dǎo)出 21sper13UnTRs（6-9） 帶負載時的轉(zhuǎn)速降落為 1p0260snsn

12、n（6-8） sRsUnTr121spe3 由此可見，當(dāng) Us /1 為恒值時，對于同一轉(zhuǎn)矩 Te ，s1 是基本不變的，因而 n 也是基本不變的。這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率 1 時，機械特性基本上是平行下移，如圖6-4所示。它們和直流他勵電機變壓調(diào)速時的情況基本相似。1p0260snsnn21sper13UnTRs 機械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1圖6-4 恒壓頻比控制時變頻調(diào)速的機械特性補 償 定 子 壓降后的特性 所不同的是，當(dāng)轉(zhuǎn)矩增大到最大值以后，轉(zhuǎn)速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時最大轉(zhuǎn)矩值越小，可參看第5章式（5-5），對

13、式（5-5）稍加整理后可得 2rs21s1s21spmaxe)(123llLLRRUnT（6-10）2rs212ss12spmaxe)(23llLLRRUnT 可見最大轉(zhuǎn)矩 Temax 是隨著的 1 降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機的帶載能力，采用定子壓降補償，適當(dāng)?shù)靥岣唠妷篣s，可以增強帶載能力，見圖6-4。2rs21s1s21spmaxe)(123llLLRRUnT 機械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1圖6-4 恒壓頻比控制時變頻調(diào)速的機械特性補 償 定 子 壓降后的特性2. 恒 Eg / 1 控制 下圖再次繪出異步電機的穩(wěn)態(tài)等效電

14、路，圖中幾處感應(yīng)電動勢的意義如下： Eg 氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中 的感應(yīng)電動勢； Es 定子全磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電 動勢； Er 轉(zhuǎn)子全磁通在轉(zhuǎn)子繞組中的感應(yīng)電動勢 （折合到定子邊）。 圖6-5 異步電動機穩(wěn)態(tài)等效電路和感應(yīng)電動勢 Us1RsLlsLlrLmRr /sIsI0Ir 異步電動機等效電路EgEsEr 特性分析 如果在電壓頻率協(xié)調(diào)控制中，恰當(dāng)?shù)靥岣唠妷?Us 的數(shù)值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持 Eg /1 為恒值（基頻以下），則由式（6-1）可知，無論頻率高低，每極磁通 m 均為常值。mNs1g44. 4SkNfE 特性分析（續(xù)）由等效電路可以看出 2r2

15、12rgrlLsREI（6-11）代入電磁轉(zhuǎn)矩關(guān)系式，得2 r2122 rr121gpr2r212r2g1pe33llLsRRsEnsRLsREnT（6-12） 特性分析（續(xù)） 利用與前相似的分析方法，當(dāng)s很小時，可忽略式（6-12）分母中含 s 項，則 sRsEnTr121gpe3（6-13） 這表明機械特性的這一段近似為一條直線。2 r2122 rr121gpe3lLsRRsEnT特性分析（續(xù)） 當(dāng) s 接近于1時，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 項，則 sLsREnTl132 r1r21gpe（6-14） s 值為上述兩段的中間值時，機械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒

16、壓頻比特性相似。2 r2122 rr121gpe3lLsRRsEnT 性能比較 但是，對比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 項的參數(shù)要小于恒 Us /1 特性中的同類項，也就是說， s 值要更大一些才能使該項占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒 Eg /1 特性的線性段范圍更寬。2 r2122 rr121gpe3lLsRRsEnT2rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT性能比較（續(xù)） 將式（6-12）對 s 求導(dǎo)，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率 r1rmlLRs（6-15） 和最大

17、轉(zhuǎn)矩r21gpmaxe123lLEnT（6-16） 2 r2122 rr121gpe3lLsRRsEnT性能比較（續(xù)） 值得注意的是，在式（6-16）中，當(dāng)Eg /1 為恒值時，Temax 恒定不變，如下圖所示，其穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒 Us /1 控制的性能。 這正是恒 Eg /1 控制中補償定子壓降所追求的目標(biāo)。 r21gpmaxe123lLEnT 機械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1Temax恒 Eg /1 控制時變頻調(diào)速的機械特性3. 恒 Er / 1 控制 如果把電壓頻率協(xié)調(diào)控制中的電壓再進一步提高，把轉(zhuǎn)子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制

18、，那么，機械特性會怎樣呢？由此可寫出 sREI/rrr（6-17） 異步電動機等效電路圖6-5 異步電動機穩(wěn)態(tài)等效電路和感應(yīng)電動勢 Us1RsLlsLlrLmRr /sIsI0IrEgEsEr代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關(guān)系式，得 r121rpr2r2r1pe33RsEnsRsREnT（6-18） 現(xiàn)在，不必再作任何近似就可知道，這時的機械特性完全是一條直線，見圖6-6。2rs212rs1r2spr2 r1p1mme/33llLLsRRsRUnsRInPTsREI/rrr0s10Te 幾種電壓頻率協(xié)調(diào)控制方式的特性比較圖6-6 不同電壓頻率協(xié)調(diào)控制方式時的機械特性恒 Er /1 控制恒 Eg /1 控制恒

19、 Us /1 控制ab c 顯然，恒 Er /1 控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機一樣的線性機械特性。這正是高性能交流變頻調(diào)速所要求的性能。 現(xiàn)在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的 Er /1 呢？ 按照式（6-1）電動勢和磁通的關(guān)系，可以看出，當(dāng)頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式（6-1）中，氣隙磁通的感應(yīng)電動勢 Eg 對應(yīng)于氣隙磁通幅值 m ，那么，轉(zhuǎn)子全磁通的感應(yīng)電動勢 Er 就應(yīng)該對應(yīng)于轉(zhuǎn)子全磁通幅值 rm ：rmNs1r44. 4skNfE （6-19） mNs1g44. 4SkNfE 由此可見，只要能夠按照轉(zhuǎn)子全磁通幅值 rm = Constant 進 行

20、控制，就可以獲得恒 Er /1 了。這正是矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則，下面在第6-7節(jié)中將詳細討論。 4幾種協(xié)調(diào)控制方式的比較 綜上所述，在正弦波供電時，按不同規(guī)律實現(xiàn)電壓頻率協(xié)調(diào)控制可得不同類型的機械特性。 （1）恒壓頻比（ Us /1 = Constant ）控制最容易實現(xiàn)，它的變頻機械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調(diào)速要求，但低速帶載能力有些差強人意，須對定子壓降實行補償。 （2）恒Eg /1 控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補償?shù)臉?biāo)準(zhǔn)，可以在穩(wěn)態(tài)時達到rm = Constant，從而改善了低速性能。但機械特性還是非線性的，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力仍受到限制。 （3）恒 Er /1

21、 控制可以得到和直流他勵電機一樣的線性機械特性，按照轉(zhuǎn)子全磁通 rm 恒定進行控制，即得 Er /1 = Constant 而且，在動態(tài)中也盡可能保持 rm 恒定是矢量控制系統(tǒng)的目標(biāo)，當(dāng)然實現(xiàn)起來是比較復(fù)雜的。6.2.3 基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性 性能分析性能分析 在基頻以上變頻調(diào)速時，由于定子電壓 Us= UsN 不變，式（6-4）的機械特性方程式可寫成 2rs2122rs1r2sNpe)()(3llLLsRsRsRUnT（6-20） 性能分析（續(xù)） 而式（6-10）的最大轉(zhuǎn)矩表達式可改寫成（6-21） 同步轉(zhuǎn)速的表達式仍和式（6-7）一樣。2rs21s1s2

22、1spmaxe)(123llLLRRUnT2rs212ss12sNpmaxe)(123llLLRRUnTp10260nn 機械特性曲線恒功率調(diào)速恒功率調(diào)速eTOnN0nc0nb0na0nN1a1b1c1c1b1a1N1 由此可見，當(dāng)角頻率提高時，同步轉(zhuǎn)速隨之提高，最大轉(zhuǎn)矩減小，機械特性上移，而形狀基本不變，如圖所示。圖6-7 基頻以上恒壓變頻調(diào)速的機械特性 由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩的減小，但轉(zhuǎn)速升高了，可以認為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調(diào)速屬于弱磁恒功率調(diào)速。 最后，應(yīng)該指出，以上所分析的機械特性都是在正弦波電壓供電下的情況。如果電壓源含有諧波，將使機械特性受

23、到扭曲，并增加電機中的損耗。因此在設(shè)計變頻裝置時，應(yīng)盡量減少輸出電壓中的諧波。 小小 結(jié)結(jié)n電壓Us與頻率1是變頻器異步電動機調(diào)速系統(tǒng)的兩個獨立的控制變量，在變頻調(diào)速時需要對這兩個控制變量進行協(xié)調(diào)控制。n在基頻以下，有三種協(xié)調(diào)控制方式。采用不同的協(xié)調(diào)控制方式，得到的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。n在基頻以上，采用保持電壓不變的恒功率弱磁調(diào)速方法。返回目錄返回目錄*6.3 電力電子變壓變頻器的主要類型電力電子變壓變頻器的主要類型本節(jié)提要本節(jié)提要n交交-直直-交和交交和交-交變壓變頻器交變壓變頻器n電壓源型和電流源型逆變器電壓源型和電流源型逆變器n180導(dǎo)通型和導(dǎo)通型和120導(dǎo)

24、通型逆變器導(dǎo)通型逆變器 引引 言言 如前所述，對于異步電機的變壓變頻調(diào)速，必須具備能夠同時控制電壓幅值和頻率的交流電源，而電網(wǎng)提供的是恒壓恒頻的電源，因此應(yīng)該配置變壓變頻器，又稱VVVF（Variable Voltage Variable Frequency）裝置。 最早的VVVF裝置是旋轉(zhuǎn)變頻機組，即由直流電動機拖動交流同步發(fā)電機，調(diào)節(jié)直流電動機的轉(zhuǎn)速就能控制交流發(fā)電機輸出電壓和頻率。自從電力電子器件獲得廣泛應(yīng)用以后，旋轉(zhuǎn)變頻機組已經(jīng)無例外地讓位給靜止式的變壓變頻器了。 *6.3.1 交交-直直-交和交交和交-交變壓變頻器交變壓變頻器 從整體結(jié)構(gòu)上看，電力電子變壓變頻器可分為交-直-交和交-

25、交兩大類。 1.交交-直直-交變壓變頻器交變壓變頻器 交-直-交變壓變頻器先將工頻交流電源通過整流器變換成直流，再通過逆變器變換成可控頻率和電壓的交流，如下圖所示。 交-直-交變壓變頻器基本結(jié)構(gòu)圖6-9 交-直-交（間接）變壓變頻器 變壓變頻變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻恒壓恒頻(CVCF)逆變逆變DCACAC50Hz整流整流 由于這類變壓變頻器在恒頻交流電源和變頻交流輸出之間有一個“中間直流環(huán)節(jié)”，所以又稱間接式的變壓變頻器。 具體的整流和逆變電路種類很多，當(dāng)前應(yīng)用最廣的是由二極管組成不控整流器和由功率開關(guān)器件（P-MOSFET，IGBT等）組成的脈寬調(diào)制（PWM）逆變

26、器，簡稱PWM變壓變頻器，如下圖所示。 交-直-交PWM變壓變頻器基本結(jié)構(gòu)圖6-10 交-直-交PWM變壓變頻器變壓變頻變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻恒壓恒頻(CVCF)PWM逆變器逆變器DCACAC50Hz調(diào)壓調(diào)頻調(diào)壓調(diào)頻C PWM變壓變頻器的應(yīng)用之所以如此廣泛，是由于它具有如下的一系列優(yōu)點： （1）在主電路整流和逆變兩個單元中，只有逆變單元可控，通過它同時調(diào)節(jié)電壓和頻率，結(jié)構(gòu)簡單。采用全控型的功率開關(guān)器件，只通過驅(qū)動電壓脈沖進行控制，電路也簡單，效率高。 （2）輸出電壓波形雖是一系列的PWM波，但由于采用了恰當(dāng)?shù)腜WM控制技術(shù)，正弦基波的比重較大，影響電機運行的低次諧

27、波受到很大的抑制，因而轉(zhuǎn)矩脈動小，提高了系統(tǒng)的調(diào)速范圍和穩(wěn)態(tài)性能。 （3）逆變器同時實現(xiàn)調(diào)壓和調(diào)頻，動態(tài)響應(yīng)不受中間直流環(huán)節(jié)濾波器參數(shù)的影響，系統(tǒng)的動態(tài)性能也得以提高。 （4）采用不可控的二極管整流器，電源側(cè)功率因素較高，且不受逆變輸出電壓大小的影響。 PWM變壓變頻器常用的功率開關(guān)器件有：P-MOSFET，IGBT，GTO和替代GTO的電壓控制器件如IGCT、IEGT等。 受到開關(guān)器件額定電壓和電流的限制，對于特大容量電機的變壓變頻調(diào)速仍只好采用半控型的晶閘管（SCR），并用可控整流器調(diào)壓和六拍逆變器調(diào)頻的交-直-交變壓變頻器，見下圖。 普通交-直-交變壓變頻器的基本結(jié)構(gòu)SCR可控可控整流器

28、整流器六六 拍拍逆變器逆變器DCACAC50Hz調(diào)頻調(diào)頻調(diào)壓調(diào)壓圖6-11 可控整流器調(diào)壓、六拍逆變器調(diào)頻的交-直-交變壓變頻器2. 交-交變壓變頻器 交-交變壓變頻器的基本結(jié)構(gòu)如下圖所示，它只有一個變換環(huán)節(jié)，把恒壓恒頻（CVCF）的交流電源直接變換成VVVF輸出，因此又稱直接式變壓變頻器直接式變壓變頻器。 有時為了突出其變頻功能，也稱作周波周波變換器變換器（Cycloconveter）。 交-交變壓變頻器的基本結(jié)構(gòu)圖6-12 交-交（直接）變壓變頻器交交變頻交交變頻AC50HzACCVCFVVVF交-交變壓變頻器的基本電路結(jié)構(gòu)VRVFId-Id+-+a) 電路結(jié)構(gòu)負負載載50Hz50Hzu0

29、圖6-13-a 交-交變壓變頻器每一相的可逆線路 常用的交常用的交-交變交變壓變頻器輸出的每壓變頻器輸出的每一相都是一個由正、一相都是一個由正、反兩組晶閘管可控反兩組晶閘管可控整流裝置反并聯(lián)的整流裝置反并聯(lián)的可逆線路?？赡婢€路。 也就是說，每也就是說，每一相都相當(dāng)于一套一相都相當(dāng)于一套直流可逆調(diào)速系統(tǒng)直流可逆調(diào)速系統(tǒng)的反并聯(lián)可逆線路。的反并聯(lián)可逆線路。交-交變壓變頻器的控制方式n整半周控制方式整半周控制方式n 正、反兩組按一定周期正、反兩組按一定周期相互切換，在負載上就相互切換，在負載上就獲得交變的輸出電壓獲得交變的輸出電壓 u0 ;n u0 的幅值決定于各組可的幅值決定于各組可控整流裝置的控

30、制角控整流裝置的控制角 ;n u0 的頻率決定于正、反的頻率決定于正、反兩組整流裝置的切換頻兩組整流裝置的切換頻率率;圖6-13 -b 方波型平均輸出電壓波形tu0正組通正組通反組通反組通正組通正組通反組通反組通n 如果控制角一直不變，則輸出如果控制角一直不變，則輸出平均電壓是方波。平均電壓是方波。2AO t 0 2 BCDEFu0圖6-14 交-交變壓變頻器的單相正弦波輸出電壓波形 控制方式（ 2 ）n 調(diào)制控制方式調(diào)制控制方式 要獲得正弦波輸出，就必須在每一組整流裝置導(dǎo)通期間不斷改變其控制角。 單相交交變頻電路輸出電壓和電流波形1OO23456圖4-20uoiott 三相交交變頻器的基本結(jié)

31、構(gòu)n三相交交變頻電路可以由3個單相交交變頻電路組成.n每組可控整流裝置都用橋式電路，則三相可逆線路共需36個晶閘管，n即使采用零式電路也須18個晶閘管。公共交流母線進線方式公共交流母線進線方式:電源進電源進線端公用，三組的輸出端必須隔線端公用，三組的輸出端必須隔離。為此，交流電動機的三個繞離。為此，交流電動機的三個繞組必須拆開。組必須拆開。 輸出星形聯(lián)結(jié)方式三相交交變頻電路因為三組的輸出聯(lián)接在一起，其電源進線必須隔離，因此分別用三個變壓器供電。由于輸出端中點不和負載中點相聯(lián)接，所以在構(gòu)成三相變頻電路的六組橋式電路中，至少要有不同輸出相的兩組橋中的四個晶閘管同時導(dǎo)通才能構(gòu)成回路，形成電流。交-交

32、變壓變頻器的特點n雖然在結(jié)構(gòu)上只有一個變換環(huán)節(jié)，省去了中間直流環(huán)節(jié)，但所用的器件數(shù)量卻很多，總體設(shè)備相當(dāng)龐大。n輸入功率因數(shù)較低，諧波電流含量大，頻譜復(fù)雜，因此須配置諧波濾波和無功補償設(shè)備。n其最高輸出頻率不超過電網(wǎng)頻率的 1/3 1/2，一般主要用于大容量、低轉(zhuǎn)速的調(diào)速系統(tǒng)，可以省去龐大的齒輪減速箱。*6.3.2 電壓源型和電流源型逆變器電壓源型和電流源型逆變器 在交-直-交變壓變頻器中，按照中間直流環(huán)節(jié)直流電源性質(zhì)的不同，逆變器可以分成電壓源型電壓源型和電流源型電流源型兩類，兩種類型的實際區(qū)別在于直流環(huán)節(jié)采用怎樣的濾波器實際區(qū)別在于直流環(huán)節(jié)采用怎樣的濾波器。下圖繪出了電壓源型和電流源型逆變

33、器的示意圖。 兩種類型逆變器結(jié)構(gòu)逆變器逆變器LdIdCdUdUd+-a) 電壓源逆變器b) 電流源逆變器圖6-15 電壓源型和電流源型逆變器示意圖n電壓源型逆變器電壓源型逆變器（Voltage Source Inverter -VSI ），n 直流環(huán)節(jié)采用大電容濾波，因而直流電壓波形比較平直，在理想情況下是一個內(nèi)阻為零的恒壓源，n輸出交流電壓是矩形波或階梯波，n有時簡稱電壓型逆變器。n電流源型逆變器電流源型逆變器（Current Source Inverter- CSI），n直流環(huán)節(jié)采用大電感濾波，直流電流波形比較平直，相當(dāng)于一個恒流源，n輸出交流電流是矩形波或階梯波，n簡稱電流型逆變器。 性

34、能比較 兩類逆變器在主電路上雖然只是濾波環(huán)節(jié)的不同，在性能上卻帶來了明顯的差異，主要表現(xiàn)如下： （1）無功能量的緩沖）無功能量的緩沖 在調(diào)速系統(tǒng)中，逆變器的負載是異步電機，屬感性負載。在中間直流環(huán)節(jié)與負載電機之間，除了有功功率的傳送外，還存在無功功率的交換。濾波器除濾波外還起著對無功功率的緩沖作用，使它不致影響到交流電網(wǎng)。 兩類逆變器的區(qū)別表現(xiàn)在采用什么儲能元件（電容器或電感器）來緩沖無功能量。 （2）能量的回饋）能量的回饋 用電流源型逆變器給異步電機供電的電流源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)有一個顯著特征，就是容易實現(xiàn)能量的回饋，從而便于四象限運行，適用于需要回饋制動和經(jīng)常正、反轉(zhuǎn)的生產(chǎn)機械。圖6-16

35、-a 電流源型交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的兩種運行狀態(tài)M3+-UdIdLdCSI 電動Te 逆變UCRa）電動運行 電動運行狀態(tài)P晶閘管可控整流器電流源型串聯(lián)二極管式晶閘管逆變器 當(dāng)電動運行時，UCR的控制角 ，電動機以轉(zhuǎn)速運行，電功率的傳送方向如上圖a所示。圖6-16-b 電流源型交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的兩種運行狀態(tài)M3+-UdIdLdCSI 90o有源逆變1 發(fā)電Te整流UCRb）逆變運行逆變運行狀態(tài)Pn如果降低變壓變頻器的輸出頻率 1，或從機械上抬高電機轉(zhuǎn)速 ，使 1 90 ，則異步電機轉(zhuǎn)入發(fā)電狀態(tài)，逆變器轉(zhuǎn)入整流狀態(tài)，而可控整流器轉(zhuǎn)入有源逆變狀態(tài)，此時直流電壓Ud 立即反向，而電流

36、 Id 方向不變，電能由電機回饋給交流電網(wǎng)（圖b）。 采用電壓源型的交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)要實現(xiàn)回饋制動和四象限運行卻很困難，n因為其中間直流環(huán)節(jié)有大電容鉗制著電壓的極性，不可能迅速反向，n而電流受到器件單向?qū)щ娦缘闹萍s也不能反向，所以在原裝置上無法實現(xiàn)回饋制動,n必須制動時，只得在直流環(huán)節(jié)中并聯(lián)電阻實現(xiàn)能耗制動，n或者與UCR反并聯(lián)一組反向的可控整流器，用以通過反向的制動電流，而保持電壓極性不變，實現(xiàn)回饋制動。性能比較（續(xù)） （3）動態(tài)響應(yīng)）動態(tài)響應(yīng) 正由于交-直-交電流源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的直流電壓可以迅速改變，所以動態(tài)響應(yīng)比較快，而電壓源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)就慢得多。 （4）

37、輸出波形）輸出波形 電壓源型逆變器輸出的電壓波形為方波，電流源型逆變器輸出的電流波形為方波（見下表）。 性能比較（續(xù)）表6-1 兩種逆變器輸出波形比較性能比較（續(xù)） （4）應(yīng)用場合）應(yīng)用場合 n電壓源型逆變器屬恒壓源，電壓控制響應(yīng)慢，不易波動，所以適于做多臺電機同步運行時的供電電源，或單臺電機調(diào)速但不要求快速起制動和快速減速的場合。n 采用電流源型逆變器的系統(tǒng)則相反，不適用于多電機傳動，但可以滿足快速起制動和可逆運行的要求。*6.3.3 180導(dǎo)通型和導(dǎo)通型和120導(dǎo)通型逆變器導(dǎo)通型逆變器 交-直-交變壓變頻器中的逆變器一般接成三相橋式電路，以便輸出三相交流變頻電源，下圖為6個電力電子開關(guān)器件

38、VT1 VT6 組成的三相逆變器主電路，圖中用開關(guān)符號代表任何一種電力電子開關(guān)器件。 三相橋式逆變器主電路結(jié)構(gòu)CdVT1VT3VT5VT4VT6VT2ABCUd 2Ud 2RL圖6-17 三相橋式逆變器主電路控制方式n 控制各開關(guān)器件輪流導(dǎo)通和關(guān)斷，可使輸出端得到三相交流電壓。n在某一瞬間，控制一個開關(guān)器件關(guān)斷，同時使另一個器件導(dǎo)通，就實現(xiàn)了兩個器件之間的換流。n在三相橋式逆變器中，有180導(dǎo)通型和120導(dǎo)通型兩種換流方式。（1）180導(dǎo)通型控制方式 同一橋臂上、下兩管之間互相換流的逆變器稱作180導(dǎo)通型逆變器。n必須防止同一橋臂的上、下兩管同時導(dǎo)通，否則將造成直流電源短路，謂之“直通”。n在

39、換流時，必須采取“先斷后通”的方法，即先給應(yīng)關(guān)斷的器件發(fā)出關(guān)斷信號，待其關(guān)斷后留一定的時間裕量，叫做“死區(qū)時間”，再給應(yīng)導(dǎo)通的器件發(fā)出開通信號。n死區(qū)時間的長短視器件的開關(guān)速度而定，器件的開關(guān)速度越快時，所留的死區(qū)時間可以越短。n為了安全起見，設(shè)置死區(qū)時間是非常必要的，但它會造成輸出電壓波形的畸變。（1）180導(dǎo)通型控制方式p 輸出波形 tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uAOuAOuABiAiduBOuCOuOOUdUd2Ud3Ud62 Ud3電壓型逆變電路的波形 三相電壓型逆變電路l三個單相逆變電路可組合成一個三相逆變電路l應(yīng)用最廣的是三相橋式逆變電路三相橋式

40、逆變電路 (N是假想電源中點)圖5-9 三相電壓型橋式逆變電路 三相電壓型逆變電路l基本工作方式180導(dǎo)電方式導(dǎo)電方式圖圖5-10電壓型三相橋式逆變電路的工作波形tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uUNuUNuUViUiduVNuWNuNNUdUd2Ud3Ud62 Ud3每橋臂導(dǎo)電180，同一相上下兩臂交替導(dǎo)電，各相開始導(dǎo)電的角度差120 。任一瞬間有三個橋臂同時導(dǎo)通。每次換流都是在同一相上下兩臂之間進行，也稱為縱向換流縱向換流。n波形分析負載各相到電源中點N的電壓：U相，1通，uUN=Ud/2，4通，uUN=-Ud/2。負載線電壓負載相電壓 UNWNWUWNVN

41、VWVNUNUVuuuuuuuuu NN WNWN NN VNVN NN UNUNuuuuuuuuu圖圖5-10電壓型三相橋式逆變電路的工作波形tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uUNuUNuUViUiduVNuWNuNNUdUd2Ud3Ud62 Ud3負載中點和電源中點間電壓 n負載三相對稱時有uUN+uVN+uWN=0，于是 負載已知時，可由uUN波形求出iU波形。一相上下兩橋臂間的換流過程和半橋電路相似。橋臂1、3、5的電流相加可得直流側(cè)電流id的波形，id每60脈動一次，直流電壓基本無脈動，因此逆變器從交流側(cè)向直流側(cè)傳送的功率是脈動的，這是電壓型逆變電路的

42、一個特點。防止同一相上下兩橋臂的開關(guān)器件同時導(dǎo)通而引起直流側(cè)電源短路，應(yīng)采取“先斷后通” 。 )(31)(31WNVNUN WN VN UN NNuuuuuuu)(31 WN VN UNNNuuuu （2）120導(dǎo)通型控制方式 120導(dǎo)通型逆變器的換流是在不同橋臂中同一排左、右兩管之間進行的。n例如，VT1關(guān)斷后使VT3導(dǎo)通，VT3關(guān)斷后使VT5導(dǎo)通，VT4關(guān)斷后使VT6導(dǎo)通等等。n每個開關(guān)器件一次連續(xù)導(dǎo)通120，n在同一時刻只有兩個器件導(dǎo)通，如果負載電機繞組是Y聯(lián)結(jié)，則只有兩相導(dǎo)電，另一相懸空。1) 電路分析 基本工作方式是120導(dǎo)導(dǎo)電方式電方式每個臂一周期內(nèi)導(dǎo)電120，每個時刻上下橋臂組各

43、有一個臂導(dǎo)通，換流方式為橫向換流橫向換流。itOtOtOtOIdiViWuUVU圖5-14 電流型三相橋式逆變電路的輸出波形 圖5-11 電流型三相橋式逆變電路2) 波形分析輸出電流波形和負載性質(zhì)無關(guān)，是正負脈沖各120的矩形波。輸出電流和三相橋整流帶大電感負載時的交流電流波形相同，諧波分析表達式也相同。輸出線電壓波形和負載性質(zhì)有關(guān)，大體為正弦波。輸出交流電流的基波有效值為0.78Id 。p 電流型三相橋式逆變電路的輸出波形 tOtOtOtOIdiViWuUViU返回目錄返回目錄6.4 變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制 (PWM)技術(shù)技術(shù)本節(jié)提要本節(jié)提要n問題的提出問題

44、的提出n正弦波脈寬調(diào)制正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)技術(shù)n消除指定次數(shù)諧波的消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)n電流滯環(huán)跟蹤電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)n電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)（或稱控制技術(shù)（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）磁鏈跟蹤控制技術(shù)） 問題的提出n早期的交-直-交變壓變頻器所輸出的交流波形都是六拍階梯波（對于電壓型逆變器）或矩形波（對于電流型逆變器），n因為當(dāng)時逆變器只能采用半控式的晶閘管，其關(guān)斷的不可控性和較低的開關(guān)頻率導(dǎo)致逆變器的輸出波形不可能近似按正弦波變化，n從而會有較大的低次諧波，使電機輸出轉(zhuǎn)矩存在脈動分量，影響

45、其穩(wěn)態(tài)工作性能，在低速運行時更為明顯。 為了改善交流電動機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能，在出現(xiàn)了全控式電力電子開關(guān)器件之后，在20世紀(jì)80年代開發(fā)了應(yīng)用PWM技術(shù)的逆變器。 由于它的優(yōu)良技術(shù)性能，當(dāng)今國內(nèi)外各廠商生產(chǎn)的變壓變頻器都已采用這種技術(shù)，只有在全控器件尚未能及的特大容量時才屬例外。6.4.1 正弦波脈寬調(diào)制正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)技術(shù)1. PWM調(diào)制原理調(diào)制原理n以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrier wave），n用頻率和期望波相同的正弦波作為調(diào)制波（Modulation wave），n由調(diào)制波與載波的交點確定逆變器開關(guān)器件的通斷時刻，從而獲得一系列等幅不等寬的矩形

46、波。n這個序列的矩形波與期望的正弦波等效。n這種調(diào)制方法稱作正弦波脈寬調(diào)制（Sinusoidal pulse width modulation，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。Ou t若要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。OutSPWM波Out如何用一系列等幅不等寬的脈沖等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波Out2. SPWM控制方式n如果在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)，三角載波只在正或負的一種極性范圍內(nèi)變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內(nèi)，叫做單極性控制方式。n如果在正弦調(diào)制波半個周期內(nèi)，三角載波在正負極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負之間變化，

47、叫做雙極性控制方式。 單相橋式PWM逆變電路 信號波載波圖6-4調(diào)制電路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc單相橋式PWM逆變電路 VT1VT2VT3VT4圖6-5urucuOtOtuouofuoUd- Ud（1）單極性PWM控制方式（2）雙極性PWM控制方式圖6-6urucuOtOtuouofuoUd- Ud*6.4.2 消除指定次數(shù)諧波的消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM) 控制技術(shù)控制技術(shù) n脈寬調(diào)制（PWM）的目的是使變壓變頻器輸出的電壓波形盡量接近正弦波，減少諧波，以滿足交流電機的需要。n可以采用直接計算的各脈沖起始與終了相位1， 2， 2m的方法，以消

48、除指定次數(shù)的諧波，構(gòu)成近似正弦的PWM波形（Selected Harmonics Elimination PWMSHEPWM）。 特定諧波消去法的輸出波形圖6-9OtuoUd-Ud2a1a2a3圖6-21 特定諧波消去法的輸出PWM波形 對圖6-21的PWM波形作傅氏分析可知，其k次諧波相電壓幅值的表達式為 （6-26） 式中 Ud變壓變頻器直流側(cè)電壓； i以相位角表示的PWM波形第i個起始或終了時刻。mkkUU1iiidkmcos) 1(212 從理論上講，要消除第k次諧波分量，只須令式（6-26）中的，并滿足基波幅值為所要求的電壓值，從而解出相應(yīng)的值即可。 然而，圖6-21的輸出電壓波形為

49、一組正負相間的PWM波，它不僅半個周期對稱，而且有1/4周期按縱軸對稱的性質(zhì)。在1/4周期內(nèi)，有 m 個值，即 m 個待定參數(shù)，這些參數(shù)代表了可以用于消除指定諧波的自由度。 其中除了必須滿足的基波幅值外，尚有（m-1）個可選的參數(shù)，它們分別代表了可消除諧波的數(shù)量。n例如，取 m=5，可消除 4 個不同次數(shù)的諧波。常常希望消除影響最大的 5、7、11、13 次諧波，就讓這些諧波電壓的幅值為零，并令基波幅為需要值，代入式（6-26）可得一組三角函數(shù)的聯(lián)立方程。需要值54321dm1cos2cos2cos2cos2cos212UU05cos25cos25cos25cos25cos215254321d

50、m5UU07cos27cos27cos27cos27cos217254321dm7UU 可采用數(shù)值法迭代，在上述方程組求解出開關(guān)時刻相位角 1 ，2 ， ， 然后再利用 1/4 周期對稱性，計算出 2m = - 1，以及 2m-1 . 各值。 這樣的數(shù)值計算法在理論上雖能消除所指定的次數(shù)的諧波，但更高次數(shù)的諧波卻可能反而增大，不過它們對電機電流和轉(zhuǎn)矩的影響已經(jīng)不大，所以這種控制技術(shù)的效果還是不錯的。 由于上述數(shù)值求解方法的復(fù)雜性，而且對應(yīng)于不同基波頻率應(yīng)有不同的基波電壓幅值，求解出的脈沖開關(guān)時刻也不一樣，所以這種方法不宜用于實時控制，須用計算機離線求出開關(guān)角的數(shù)值，放入微機內(nèi)存，以備控制時調(diào)用

51、。*6.4.3 電流滯環(huán)跟蹤電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制控制 技術(shù)技術(shù) 應(yīng)用PWM控制技術(shù)的變壓變頻器一般都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面兩小節(jié)所述的PWM控制技術(shù)都是以輸出電壓近似正弦波為目標(biāo)的。 但是，在電流電機中，實際需要保證的應(yīng)該是正弦波電流，因為在交流電機繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉(zhuǎn)矩為恒定值，不含脈動分量。因此，若能對電流實行閉環(huán)控制，以保證其正弦波形，顯然將比電壓開環(huán)控制能夠獲得更好的性能。 常用的一種電流閉環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤 PWM（Current Hysteresis Band PWM CHBPWM）控制，具有電

52、流滯環(huán)跟蹤 PWM 控制的 PWM 變壓變頻器的A相控制原理圖示于圖6-22。1. 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理 圖6-22 電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖負載L+-iiaia*V1V42Ud2UdVD4VD1HBCVT1VT4 圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。 將給定電流 i*a 與輸出電流 ia 進行比較，電流偏差 ia 超過時 h，經(jīng)滯環(huán)控制器HBC控制逆變器 A相上（或下）橋臂的功率器件動作。B、C 二相的原理圖均與此相同。 采用電流滯環(huán)跟蹤控制時，變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形示于圖6-23。n如果， ia i*a ， 且i*a - ia h，滯環(huán)控制器 HBC輸出

53、正電平，驅(qū)動上橋臂功率開關(guān)器件V1導(dǎo)通，變壓變頻器輸出正電壓，使增大。當(dāng)增長到與i*a相等時，雖然ia = 0 ，但HBC仍保持正電平輸出，保持導(dǎo)通，使繼續(xù)增大n直到達到ia = i*a + h ， ia = h ，使滯環(huán)翻轉(zhuǎn)，HBC輸出負電平，關(guān)斷V1 ，并經(jīng)延時后驅(qū)動V4 但此時未必能夠?qū)?，由於電機繞組的電感作用，電流不會反向，而是通過二極管VD4續(xù)流，使VT4受到反向鉗位而不能導(dǎo)通。此后，逐漸減小，直到t=t2時， ia = i*a - h ，到達滯環(huán)偏差的下限值，使 HBC 再翻轉(zhuǎn)，又重復(fù)使導(dǎo)通。這樣，VT1與VD4交替工作，使輸出電流給定值之間的偏差保持在范圍內(nèi)，在正弦波上下作鋸齒

54、狀變化。從圖 6-23 中可以看到，輸出電流是十分接近正弦波的。滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流 O圖6-23tiii*+ Ii*- Ii*圖6-23 電流滯環(huán)跟蹤控制時的電流波形 圖6-23給出了在給定正弦波電流半個周期內(nèi)的輸出電流波形和相應(yīng)的相電壓波形?？梢钥闯觯诎雮€周期內(nèi)圍繞正弦波作脈動變化，不論在的上升段還是下降段，它都是指數(shù)曲線中的一小部分，其變化率與電路參數(shù)和電機的反電動勢有關(guān)。 因此，輸出相電壓波形呈PWM狀，但與兩側(cè)窄中間寬的SPWM波相反，兩側(cè)增寬而中間變窄，這說明為了使電流波形跟蹤正弦波，應(yīng)該調(diào)整一下電壓波形。 電流跟蹤控制的精度與滯環(huán)的環(huán)寬有關(guān)，同時還受到功率開關(guān)器件允

55、許開關(guān)頻率的制約。當(dāng)環(huán)寬選得較大時，可降低開關(guān)頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高；如果環(huán)寬太小，電流波形雖然較好，卻使開關(guān)頻率增大了。這是一對矛盾的因素，實用中，應(yīng)在充分利用器件開關(guān)頻率的前提下，正確地選擇盡可能小的環(huán)寬。小小 結(jié)結(jié) 電流滯環(huán)跟蹤控制方法的精度高，響應(yīng)快，且易于實現(xiàn)。但受功率開關(guān)器件允許開關(guān)頻率的限制，僅在電機堵轉(zhuǎn)且在給定電流峰值處才發(fā)揮出最高開關(guān)頻率，在其他情況下，器件的允許開關(guān)頻率都未得到充分利用。為了克服這個缺點，可以采用具有恒定開關(guān)頻率的電流控制器，或者在局部范圍內(nèi)限制開關(guān)頻率，但這樣對電流波形都會產(chǎn)生影響。6.4.4 電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制

56、技術(shù)控制技術(shù) （或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）本節(jié)提要n問題的提出n空間矢量的定義n電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系n六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場n電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制 n 問題的提出 經(jīng)典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。而電流滯環(huán)跟蹤控制則直接控制輸出電流，使之在正弦波附近變化，這就比只要求正弦電壓前進了一步。然而交流電動機需要輸入三相正弦電流的最終目的是在電動機空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。 如果對準(zhǔn)這一目標(biāo)，把逆變器和交流電動機視為一體，按照跟蹤圓形旋轉(zhuǎn)磁場來控制逆變器的工作，其效果

57、應(yīng)該更好。這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制磁鏈跟蹤控制”，下面的討論將表明，磁鏈的軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到的，所以又稱“電電壓空間矢量壓空間矢量PWMPWM（SVPWMSVPWM，Space Vector Space Vector PWMPWM）控制）控制”。1. 空間矢量的定義 交流電動機繞組的電壓、電流、磁鏈等物理量都是隨時間變化的，分析時常用時間相量來表示，但如果考慮到它們所在繞組的空間位置，也可以如圖所示，定義為空間矢量uA0， uB0 ， uC0 。 圖6-25 電壓空間矢量 電壓空間矢量的相互關(guān)系n定子電壓空間矢量：uA0 、 uB0 、 uC0 的方向始終處于各相繞組的

58、軸線上，而大小則隨時間按正弦規(guī)律脈動，時間相位互相錯開的角度也是120。n合成空間矢量：由三相定子電壓空間矢量相加合成的空間矢量 us 是一個旋轉(zhuǎn)的空間矢量，它的幅值不變，是每相電壓值的3/2倍。 u2uaubucOt電壓空間矢量的相互關(guān)系（續(xù)） 當(dāng)電源頻率不變時，合成空間矢量 us 以電源角頻率1 為電氣角速度作恒速旋轉(zhuǎn)。當(dāng)某一相電壓為最大值時，合成電壓矢量 us 就落在該相的軸線上。用公式表示，則有 C0B0A0suuuu（6-39） 與定子電壓空間矢量相仿，可以定義定子電流和磁鏈的空間矢量 Is 和s 。2. 電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系 三相的電壓平衡方程式相加，即得用合成空間矢量表示的定

59、子電壓方程式為tRddssssIu（6-40） 式中 us 定子三相電壓合成空間矢量； Is 定子三相電流合成空間矢量；s 定子三相磁鏈合成空間矢量。 定子電阻 近似關(guān)系 當(dāng)電動機轉(zhuǎn)速不是很低時，定子電阻壓降在式（6-40）中所占的成分很小，可忽略不計，則定子合成電壓與合成磁鏈空間矢量的近似關(guān)系為 t ddssu （6-41） t dssu（6-42） 或 tRddssssIu 磁鏈軌跡 當(dāng)電動機由三相平衡正弦電壓供電時，電動機定子磁鏈幅值恒定，其空間矢量以恒速旋轉(zhuǎn)，磁鏈?zhǔn)噶宽敹说倪\動軌跡呈圓形（一般簡稱為磁鏈圓）。這樣的定子磁鏈旋轉(zhuǎn)矢量可用下式表示。tj1ems（6-43） 其中 m是磁鏈s

60、的幅值，1為其旋轉(zhuǎn)角速度。tddssu由式（6-41）和式（6-43）可得)2(m1m1ms111ee)e(ddtjtjtjjtu（6-44） 上式表明，當(dāng)磁鏈幅值一定時，uS的大小與1（或供電電壓頻率f1）成正比，其方向則與磁鏈?zhǔn)噶縮正交，即磁鏈圓的切線方向. tj1ems 磁場軌跡與電壓空間矢量運動軌跡的關(guān)系 如圖所示，當(dāng)磁鏈?zhǔn)噶吭诳臻g旋轉(zhuǎn)一周時，電壓矢量也連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運動2弧度，其軌跡與磁鏈圓重合。 這樣，電動機旋轉(zhuǎn)磁場的軌跡問題就可轉(zhuǎn)化為電壓空間矢量的運動軌跡問題。 圖6-26 旋轉(zhuǎn)磁場與電壓空間矢量的運動軌跡3. 六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場 （1）電壓空間矢量