頻域干擾抑制技術對測量接收機測量精度影響

1、頻域干擾抑制技術對測量接收機測量精度影響摘 要:選用門限檢測方式的頻域干擾抑制算法 (FDIS , 將其應用于測量型接收機中。 通過仿真,分析了不同干擾類型被抑制后信號的相關性變化、環(huán)路測量精度變化。仿真結果 顯示,頻域干擾抑制技術可以對干信比為 50 dB的干擾信號進行抑制。剔除干擾譜線會造成 信號能量損失,不同類型干擾信號對測量精度影響程度存在差別,窄帶干擾影響最大。受到 影響的測量值仍滿足精度要求。關鍵詞:頻域干擾抑制;測量精度;窄帶干擾;測量型接收機0 引言近幾年衛(wèi)星導航系統(tǒng)發(fā)展較快,全球已經擁有四個獨立的導航系統(tǒng),統(tǒng)稱為全球導航衛(wèi) 星系統(tǒng)(Global Navigation Sate

2、llite System, GNSS 。相比早期單一系統(tǒng), GNSS 為用戶 提供了更多可用衛(wèi)星和可用信號頻點。測量型接收機在作業(yè)時需要持續(xù)穩(wěn)定接收衛(wèi)星信號, 早期基于單一系統(tǒng)的測量型接收機會盡量選擇開闊、 無遮擋的環(huán)境進行作業(yè), 而 GNSS 為測量 型接收機提供更多衛(wèi)星、信號頻點數量,這使測量型接收機改善了解算精度,同時擴展了使 用范圍。目前測量型接收機用途十分廣泛,如工程測量、工程形變監(jiān)測和資源勘查等,隨著 技術的不斷提高,其用途也發(fā)展到城市道路、建筑工程測量等,所以其作業(yè)環(huán)境很復雜,有 時無法隨意選擇,這就面臨著環(huán)境中的電磁干擾問題。寬帶干擾在作業(yè)環(huán)境中不常見 , 多數為人為有意干擾,

3、 同時也很難在數字基帶部分有效濾 除。實際環(huán)境中常見的干擾形式為連續(xù)波干擾、掃頻連續(xù)波干擾,白噪聲窄帶干擾等,是作 業(yè)中實際面對的電磁干擾類型。本文將這幾種干擾類型作為抑制對象,研究濾波算法應用后 的影響。導航接收機抗干擾的方法較多,如在天線、射頻、基帶等不同環(huán)節(jié)實現(xiàn),時域、空域、 頻域有不同算法處理等,研究的關注點主要是干擾抑制能力強弱及對導航定位解算精度的影 響,而位置解算精度主要是關注對偽距的影響程度。測量型接收機為提高位置精度,主要采 用載波觀測量、差分解算的方式完成位置計算,如果因抗干擾而加入干擾濾波算法,會對載 波觀測量精度有何影響,這是目前研究中很少關注的。本文通過仿真實驗,在數

4、字中頻信號中加入固定功率的干擾信號,使用頻域干擾抑制技 術進行抗干擾處理,分析干擾抑制后信號的相關性變化;建立跟蹤模型,跟蹤剔除干擾的信 號,分析碼環(huán)、載波環(huán)相位測量精度的變化情況。1 頻域干擾抑制技術頻域干擾抑制思路比較簡單,將信號進行頻域變換,在頻域內分析信號及干擾的幅頻特 性,使用一定方法對確認為干擾的譜線分量進行抑制,達到消除干擾的目的。頻域干擾抑制 方法最簡單且常用的實現(xiàn)方式為設置檢測門限,將超出門限值的譜線分量定為干擾部分并進 行處理。衛(wèi)星導航信號經過長距離傳輸后到達用戶端時衰減很大,信號功率低于環(huán)境噪聲功 率,因此用戶接收的主要是白噪聲信號,而白噪聲的頻譜是平坦的,這非常適合于使

5、用門限 檢測的方式進行頻域干擾抑制處理。 文獻 1中提出了重疊選擇頻域干擾抑制方法, 并使用此 方法對 GPS 信號進行抗干擾處理,其核心思路。主要組成部分為:時頻域變換(FFT/IFFT 、數據序列加窗、干擾門限生成及干擾抑制、 重疊合成結構。時頻域變換部分主要是將需要處理的衛(wèi)星數據序列轉換到頻域,并對頻域譜線幅度進行 干擾分析及濾除,處理后的數據通過反變換的方式轉換到時域供后續(xù)處理部分使用。數字時 頻變換方法主要采用 FFT/IFFT實現(xiàn), 設計時重點考慮算法的計算量、 資源消耗程度、 計算點 數幾個部分。計算點數選取越多,頻譜的分辨率越精確,消耗的資源或計算量越大,因此可根據實際情況合理

6、設計。由于 FFT 計算對數據進行分塊處理,相當于乘以矩形窗函數,當信號頻率點與 FFT 的分 析頻率點不重合時,會引起信號頻譜泄露。處理頻譜泄露的方法就是使用窗函數對數據進行 加權,抑制其旁瓣幅度。不同的窗函數具有不同的旁瓣衰減幅度,同時其主瓣寬度也發(fā)生變 化,當旁瓣能量降低時,主瓣能量增加,主瓣寬度也將變寬,如果是剔除干擾信號,將有更 多的譜線被剔除 2。 設計時可根據需要抑制的干擾強度合理選擇窗函數, 平衡主瓣寬度及旁 瓣抑制能力的關系。加窗可以抑制頻譜能量泄露,但因窗函數序列兩端平滑減小至零,加權后會造成分塊數 據在連接處的能量損失, 重疊合成處理就為解決這一問題。 文獻 1中采用兩路

7、 50%延遲重疊 選擇的方法進行信號能量補償, 50%延遲因計算量適中而使用較多, 合成結構除重疊選擇外也 可使用重疊相加的方式,且重疊相加可以獲得更小的能量損失 3。干擾抑制算法采用 N-sigma 方法 1, 此方法利用信號的頻域幅度的統(tǒng)計值計算干擾抑制 門限,計算公式如下:式中:cale 為對數譜線幅度均值; cale 為對數譜線幅度標準差; N 為自適應調節(jié)因子。 N取值取決于幅度標準差 cale 的值, 按不同情況將標準差劃分為預設的四個等級, 根 據不同等級設計 N 為不同取值,當干擾功率越強、干擾數量增多時,綜合信號的標準差會較 大,此時 N 取值較小,反之當干擾功率較弱時,標準

8、差也會變小,此時 N 取值較大,確保包 含全部有用信號。計算公式如下。抑制技術可以選用直接置零或等比例鉗位兩種方法,直接置零方式將引起較多的信號能 量損失,等比例鉗位方式雖然可以減少信號能量損失,但也會殘留干擾信號能量,相位信息 也將受到干擾,會對后期信號誤碼率產生一定影響。本文仿真中設計的頻域干擾抑制方法參數如表 1。2 信號相關性仿真2.1 信號及干擾模型衛(wèi)星導航系統(tǒng)原理上是一個基于碼分多址的直接序列擴頻通信系統(tǒng),無噪聲的輸入信號 可表述為:式中:A 為信號幅度, D 為調制信息碼, C 為偽隨機碼, f 為載波頻率, 為信號相位。 數字化的輸入信號在移除多普勒值后其序列相關函數如式 (4

9、所示 4:式中:N 為序列長度; Tc 為偽碼碼寬; 為序列時延。即序列延時在正負一個碼片內的自相關峰為三角函數形式。最常見干擾形式為窄帶干擾,單音干擾是窄帶干擾的一種特殊形式,其模型可表述為:通過調整參數 Aj1、 fj 可改變干擾信號的功率和干擾頻點位置。窄帶干擾可由高斯白噪聲通過一個窄帶數字濾波器來產生,窄帶數字濾波器可用 M 階自 回歸 (AR模型實現(xiàn)。干擾信號表達式為 5:2.2 相關性仿真圖 2所示為頻域濾波后信號相關性仿真流程,無噪聲信號與干擾信號合成后送入頻域干 擾抑制模塊,經干擾分析抑制后與本地載波混頻,分析去除干擾后信號的相關性變化。仿真條件為:輸入信號偽碼速率 10.23

10、 MHz;采樣率 21 MHz;信噪比 -30 dB;干信比 50 dB ;仿真時間 1 ms。輸入信號為不同中心頻點的窄帶干擾:窄帶截止帶寬 1.2 MHz(7.38.5,通帶帶寬 1 MHz(7.48.4;窄帶截止帶寬 1.2 MHz(2.03.2,通帶帶寬 1 MHz(2.13.10。干擾中心頻點 在不同位置時相關性與原信號相關性比對。從圖 3可以看出,當窄帶信號中心頻點離信號中心頻點近時,相關峰能量損失更多,且 曲線的旁瓣上升較大,即信號的低頻部分能量較高,且低頻部分決定信號單脈寬內的幅度平 坦程度;而高頻部分能量占比相對減少,高頻部分更多影響信號脈寬的邊沿陡峭程度。 圖 4所示為不同

11、帶寬窄帶干擾影響比對。窄帶通帶起點 2.1 MHz;過渡帶寬度 0.1 MHz; 帶寬取值為 0.3 MHz、 0.6 MHz、 0.9 MHz、 1.2 MHz。從圖中可以看出,窄帶干擾時相關峰損 失較大,因窄帶干擾頻點接近信號中心頻點,信號低頻譜線損失較多,所以旁瓣較高,其中 0.3 MHz帶寬時信號能量損失較大,原因是其帶寬較窄,加窗后干擾旁瓣能量抑制不理想, 而設置的分段加權因子在此條件時較小,導致生成門限較低,將窄帶干擾外的一部分有用信 號剔除所致。圖 5為不同類型信號經過干擾抑制模塊后信號相關峰的變化,輸入類型為無干擾信號、 信號 +高斯白噪聲、單音信號、窄帶信號。在沒有干擾及白噪

12、聲時,信號的相關峰值最高;當 含有白噪聲后信號的相關峰值下降,旁瓣能量升高,這主要是受到噪聲影響,信號延時超過 一個碼片后的正交性變差, 其主瓣、 旁瓣兩側不對稱, 是因為采樣頻率稍大于信號頻率 2倍, 采樣點相位受噪聲影響較大,在一次積分時間內樣點的相關曲線會有較大的波動;單音干擾 抑制后相關峰值有所下降,但其旁瓣較小;窄帶干擾抑制后旁瓣左右對稱,旁瓣能量有較大 增長,最大旁瓣能量與含白噪聲時的旁瓣接近。3 環(huán)路測量精度仿真3.1 仿真模型添加跟蹤環(huán)路模型,仿真流程變化。為進行環(huán)路仿真,對仿真模型進行修改,添加噪聲項干擾,輸入信號模型變化為: sin(t=s(t+n(t+j(t,其中 n(t

13、為加性高斯白噪聲。碼環(huán)選用二階非相干超前減滯后延遲鎖定環(huán),鑒相器表示 6:式中 |E|、 |L|為超前、滯后支路的相干積分幅值; d 為超前滯后支路碼片間隔。噪聲帶寬與濾波器振蕩頻率關系式為 Bn=0(42+1/(8 , 為阻尼系數。載波環(huán)選用三階科斯塔斯鎖相環(huán),鑒相器表示為:噪聲帶寬與濾波器振蕩頻率關系式 Bn=0/1.2。穩(wěn)定跟蹤時環(huán)路參數選擇為:載波環(huán)噪聲帶寬 12 Hz;碼環(huán)噪聲帶寬 0.2 Hz;碼環(huán)超前 滯后間隔 1碼片;環(huán)路積分時間 1 ms?？墒褂脽嵩肼暪浪愎接嬎悱h(huán)路測量精度大小,載波環(huán)熱噪聲估算公式為 7:式中:載噪比 C/N0值約 43 dBHz(信噪比 -30 dB 、

14、 帶寬 21 MHz ; Bfe 為射頻帶寬取值 21 MHz ; TC 為偽碼序列碼片寬度,約 97.75 ns。3.2 仿真結果選用不同干擾信號作為輸入條件,通過計算測量歷元輸入信號與本地信號偽碼、載波的 相位差值,分析碼環(huán)、載波環(huán)的測量精度。選取的干擾類型為連續(xù)波干擾 (CWI、掃頻干擾 (SFI、 1 MHz 寬度的窄帶干擾 (NBI。其 中 CWI 頻點 2.140 223 MHz ; SFI 起點 2.140 223 MHz ,掃頻速率 40 kHz ; NBI 起點 2.1 MHz , 通帶帶寬 1 MHz。仿真時間為 30 s ,測量條件為:信號無干擾無 FDIS 模塊、信號無干擾有 FDIS 模塊、連 續(xù)波干擾、掃頻干擾、窄帶干擾 5種條件。測量誤差統(tǒng)計值如表 2。由統(tǒng)計結果可以看出:(1偽碼、載波測量精度在不同條件時與理論估計結果近似; (2偽碼測量誤差隨測量條件變化逐漸放大, 最差為窄帶干擾條件; (3載波測量誤差只有窄帶時 存在較明顯不同; (4載噪比估計值在窄帶干擾時有明顯下降, 其余干擾條件時存在小幅度下 降。4 結論由信號相關性仿真可知,窄帶干擾位置不同影響不同,當接近信號中心頻點時干擾影響 增大;窄帶干擾