PWM逆變電源瞬時值反饋控制技術(shù)研究論文

1、分類號_ 密級_U D C _碩士學(xué)位論文PWMPWM 逆變電源瞬時值逆變電源瞬時值反饋控制技術(shù)研究反饋控制技術(shù)研究A Thesis Submitted in Partial Fulfillment of the RequirementsFor the Degree of Master of EngineeringResearch on the instantaneous feedback control technology of PWM inverters2 / 75C Ca an nd di id da at te e: :Zhou LiangMajor:Major:Power Elec

2、tronics and Electric DriveSupervisor:Supervisor:Associate Prof. Peng LiHuazhongUniversityHuazhongUniversity ofof ScienceScience & & TechnologyTechnologyWuhanWuhan 430074,430074, P.R.ChinaP.R.ChinaAprilApril , , 20062006獨創(chuàng)性聲明獨創(chuàng)性聲明本人聲明所呈交的學(xué)位論文是我個人在導(dǎo)師指導(dǎo)下進行的研究工作與取得的研究成果。盡我所知，除文中已經(jīng)標(biāo)明引用的容外，本論文不包含任

3、何其他個人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果。對本文的研究做出貢獻的個人和集體，均已在文中以明確方式標(biāo)明。本人完全意識到本聲明的法律結(jié)果由本人承擔(dān)。3 / 75 學(xué)位論文作者簽名： 日期： 年 月 日學(xué)位論文使用授權(quán)書學(xué)位論文使用授權(quán)書本人聲明所呈交的學(xué)位論文是我個人在導(dǎo)師指導(dǎo)下進行的研究工作與取得的研究成果。盡我所知，除文中已經(jīng)標(biāo)明引用的容外，本論文不包含任何其他個人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果。對本文的研究做出貢獻的個人和集體，均已在文中以明確方式標(biāo)明。本人完全意識到本聲明的法律結(jié)果由本人承擔(dān)。 ，在_年解密后適用本授權(quán)書。本論文屬于 不。（請在以上方框打“” ） 學(xué)位論文作者簽名： 指

4、導(dǎo)教師簽名： 日期： 年 月 日 日期： 年 月 日I / 75摘要摘要在不允許供電中斷的重要用電場合,大量使用著 UPS 系統(tǒng)。而逆變器是 UPS 系統(tǒng)的核心部件,要求它具有高質(zhì)量的輸出電壓波形。尤其是在帶非線性負載情況下仍然要有接近正弦的輸出波形。因此,發(fā)展了多種多樣的逆變器波形控制技術(shù)。本文的主要容是 PWM 逆變電源瞬時值反饋控制技術(shù)，瞬時值反饋控制是根據(jù)當(dāng)前誤差對逆變器的輸出波形進行有效的實時控制，如果控制器設(shè)計合理，既可以保證系統(tǒng)具有很好的穩(wěn)態(tài)性能，同時也可以保證系統(tǒng)有快速的響應(yīng)速度。全文圍繞電壓單環(huán)瞬時值控制技術(shù)與電容電流環(huán)和電壓外環(huán)雙環(huán)瞬時值控制技術(shù)這兩種控制方法，進行了理論分

5、析,同時結(jié)合仿真和實驗來探討如何提高 PWM 逆變電源的靜、動態(tài)性能，改善輸出波形質(zhì)量?；跔顟B(tài)空間平均法和線性化技術(shù)給出了 PWM 逆變器的傳遞函數(shù)形式和狀態(tài)方程形式的數(shù)學(xué)模型，詳細分析了死區(qū)效應(yīng)、過調(diào)制和非線性負載對單相全橋逆變器輸出電壓的影響，指出引入輸出電壓瞬時值反饋控制來解決非線性負載帶來的擾動,抑制諧波是合理的方案。對于逆變電源的控制策略,可以采用重復(fù)控制、無差拍控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制或者 PID 控制, 由于采用 PID 控制容易兼顧控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)性能。而且算法簡單、易于實現(xiàn)、可靠性高，已經(jīng)成為迄今為止最通用的控制方法。本文研究了基于極點配置的 PID 控制器的設(shè)計方法,

6、仿真結(jié)果顯示這種 PID 控制器性能優(yōu)越,同時還提出一種 PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓微分反饋的調(diào)節(jié)方式,并指出這種調(diào)節(jié)方式和 PID調(diào)節(jié)其實是等效的,而且是一種簡化的雙環(huán)形式,因此是一種簡單而有效的調(diào)節(jié)方式。對現(xiàn)今普遍采用的電壓電流雙環(huán)控制，分為電感電流環(huán)電壓外環(huán)和電容電流環(huán)電壓外環(huán)兩類進行了分析比較，重點研究了單相逆變器電容電流環(huán)電壓外環(huán)雙環(huán)控制系統(tǒng)特性，并對其、外環(huán)調(diào)節(jié)器的選取與其設(shè)計做了大量仿真，仿真結(jié)果顯示電容電流環(huán)電壓外環(huán)雙環(huán)控制系統(tǒng)具有比電壓單環(huán)瞬時值反饋控制系統(tǒng)更優(yōu)越的性能。本文最后在一臺樣機上實現(xiàn)了電容電流環(huán)電壓外環(huán)雙環(huán)控制，實驗結(jié)果與理論分析相符，能夠得到較滿意的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)波形。I

7、I / 75關(guān)鍵詞：關(guān)鍵詞：PWM 逆變器極點配置 PID 控制 雙環(huán)控制AbstractAbstractUninterruptible Power Supply(UPS)systems are widely used for supplying critical loads which can not afford utility power failure. A inverter is the core of a UPS system. High quality output voltage waveform is required for these inverters. To achi

8、eve nearly sinusoidal output voltage even with nonlinear loads, many waveform correction techniques have been proposed. This dissertation focuses on the research of the instantaneous feedback technology of PWM inverters. Since the instantaneous feedback technology is a real-time control according to

9、 the current error of the output waveform .Once the controller is designed properly, it can improve system dynamic response with nice static characteristics. Analysis and simulations are centered on two control approaches which are single loop controller with instantaneous voltage feedback and dual-

10、loop control with voltage and current feedback to discuss how to improve both dynamic and static characteristics, thereby to reform the output waveform of PWM inverter.Based on the state-space averaging and linearization technique, themathematical model is given in form of transfer function and stat

11、es equations. The influence of dead-time, over- modulation and nonlinear loads on output voltage in single-phase full-bridge inverters is analyzed in detail. The method which brings output voltage feedback in the control loop to eliminate the disturbance of nonlinear load is reasonable.Of all sorts

12、of strategies, there are repetitive control,deadbeat control, sliding-mode control and PID control. The PID control method is in favor of balancing the dynamic and static characteristics of the control system, easy to be calculated and realized.Above all it is reliably, and thus it is becoming the m

13、ost universal control method. The design method of PID controller based on pole-assignment is proposed in this paper. The simulations indicate that this PID controlled inverter provides nice characteristics. A method of PI controller combined with III / 75instantaneous differential voltage is also p

14、roposed, which is equivalent to PID control in essence and can be seen as a simplified dual-loop form. Accordingly it is a simple but effectiveadjustment.The voltage and current dual-loop control system is divided into inductor-current feedback and capacitor-current feedback. The comparison of both

15、is given in the paper. The characteristics of the inverter with the dual-loop control using capacitor-current feedback and voltage are obtained and analyzed. A mass of simulations are made to design both the inner and outer controller. The simulations indicate that this voltage and current dual-loop

16、 control system is superior to single loop controller with instantaneous voltage feedback in characteristics.Finally, a single-phase inverter applying output voltage and capacitor-current feedback control is researched in the paper and the experimental results accord with theoretic analyze. And it c

17、an get nice static characteristic and well dynamic response.Keywords: PWM inverter, pole assignment, PIDcontrol, dual-loop controlIV / 75目 錄摘要Abstract1 緒論1.1 引言(1)1.2 波形控制技術(shù)的重要性(2)1.3 控制方案綜述(2)1.4 選題依據(jù)和本文主要研究容(8)2 高頻高頻 PWMPWM 逆變電源的分析逆變電源的分析2.1 引言(10)2.2 逆變器的數(shù)學(xué)模型(10)2.3 影響單相 PWM 逆變器性能的因素(13)2.4 本章小結(jié)(

18、17)3PWMPWM 逆變電源電壓瞬時值反饋控制的研究逆變電源電壓瞬時值反饋控制的研究3.1 引言(18)3.2 逆變器的 PID 控制(18)3.3 設(shè)計實例與仿真(21)3.4 硬件電路(26)3.5PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓微分反饋(27)3.6 本章小結(jié)(30)4 PWMPWM 逆變電源雙環(huán)控制技術(shù)研究逆變電源雙環(huán)控制技術(shù)研究V / 754.1 引言(31)4.2 單相逆變器的雙環(huán)控制(31)4.3 實現(xiàn)極點配置的雙環(huán)控制器的條件(33)4.4 基于極點配置的雙環(huán)控制器的設(shè)計(34)4.5 本章小結(jié)(51)5 實驗結(jié)果實驗結(jié)果5.1 主電路與其性能指標(biāo)(52)5.2 實驗波形(53)5.3

19、本章小結(jié)(56)6 全文總結(jié)全文總結(jié)6.1 本文的研究容(57)6.2 今后的工作展望(58)致(59)參考文獻(60)附錄 1（攻讀碩士學(xué)位期間發(fā)表論文目錄）(63)附錄 2（攻讀碩士學(xué)位期間參加的主要科研項目）(64)1 / 751 1 緒論緒論1.11.1 引言：引言：所有的電子設(shè)備都需要良好穩(wěn)定的供電，通常我們能夠直接獲得的電能有兩種形式：直流電和交流電。由蓄電池或直流發(fā)電機可獲得直流電，由火力發(fā)電、水力發(fā)電、核能發(fā)電以與風(fēng)力發(fā)電可獲得交流電。但用電設(shè)備可能需要各種各樣的電能形式，如電壓大小可調(diào)的直流電或大小、頻率可調(diào)的交流電。這就需要應(yīng)用電力電子技術(shù)來對電能進行控制和轉(zhuǎn)換，以達到合理

20、、高效使用能源的目的。 電力電子技術(shù)是一門使用電力電子器件，通過電力電子變換電路與相應(yīng)的控制理論，實現(xiàn)對電能的高效變換和控制的技術(shù)，具體包括對電壓、電流、頻率、相位、波形、相數(shù)、有功以與無功等參數(shù)的變換和控制。電力電子技術(shù)的開端始于 1956 年普通晶閘管的問世，目前正向著全控化、高頻化、數(shù)字化、模塊化以與智能化方向發(fā)展，其應(yīng)用圍已從傳統(tǒng)的工業(yè)、交通、電力等部門擴大到國防、信息、家用電器以與航空航天等各個領(lǐng)域16。 通常，我們將直流電變成交流電的過程叫做逆變，完成逆變功能的電路稱為逆變電路，而實現(xiàn)逆變過程的裝置叫做逆變器。若按直流電源的性質(zhì)來分類，逆變器可分為電壓型逆變器和電流型逆變器。在電壓

21、型逆變器中，直流電源是蓄電池或由交流整流后經(jīng)大電容濾波形成的電壓源。電壓源的交流阻抗近似為零，橋臂輸出電壓為幅值等于輸入電壓的方波電壓。為使電感性負載的無功能量能回饋到電源，必須在功率開關(guān)兩端反并聯(lián)二極管。電壓型逆變器適用于向多電機供電、不可逆?zhèn)鲃?、恒速系統(tǒng)以與對快速性要求不高的場合。在電流型逆變器中，直流電源是交流整流后經(jīng)大電感濾波形成的電流源。電流源的交流阻抗近似為無窮大，橋臂輸出電流為幅值等于輸入電流的方波電流。為減小負載感應(yīng)電勢加在功率開關(guān)上的反向電壓降，必須在功率開關(guān)上串聯(lián)二極管。電流型逆變器適用于單電機傳動、加減速頻繁運行或需要經(jīng)常反向的場合。 若按輸出端相數(shù)分類，逆變器可分為單相

22、逆變器和三相逆變器。其中單相逆變器按結(jié)構(gòu)又可分為半橋逆變器和全橋逆變器。單相半橋逆變電路是所有復(fù)雜逆變電路的基本組成單元。 目前逆變器主要用于兩類工業(yè)功率控制裝置中：一是恒壓恒頻逆變器，主要用于 UPS 電源、航空機載電源和機車輔助電源等應(yīng)用場合。這是一種在負載或直流電源在一定圍波動時，能保持輸出為恒定電壓和恒定頻率的交流正弦波的電源裝置，2 / 75簡稱 CVCF 逆變器。二是變壓變頻逆變器，主要用于交流調(diào)速系統(tǒng)中。這是一種可獲得所需要的電壓、電流和頻率的交流變壓變頻裝置，簡稱 VVVF 逆變器。 本文以電壓型全橋 CVCF 逆變器為主要研究對象，為便于表述，以下簡稱為逆變器。對于逆變器的性

23、能指標(biāo)，除了需要滿足可靠性、體積、重量、效率、電磁兼容性等基本指標(biāo)外，對供電質(zhì)量也有具體的要求。這一要求體現(xiàn)為穩(wěn)態(tài)和動態(tài)兩個方面的指標(biāo)。對于穩(wěn)態(tài)指標(biāo)，要求逆變器的輸出電壓幅值、頻率要在一定的圍之，波形要盡量接正弦，波形質(zhì)量可以用總諧波畸變量（THD）來表征，一般要求低于 5。對于動態(tài)指標(biāo)，主要是在突加、突減負載時，輸出電壓振蕩盡可能小，并且動態(tài)調(diào)整時間盡可能短。1.21.2 波形控制技術(shù)的重要性波形控制技術(shù)的重要性由于非線性負載大多含有非線性元件，其伏安特性呈現(xiàn)非線性。對于這種負載，即使供電電壓為標(biāo)準正弦波，負載電流也是嚴重畸變的，其中包含豐富的低次諧波。由于逆變器的輸出阻抗不為零,所以這些低

24、次諧波電流必然在逆變器輸出端產(chǎn)生諧波壓降，導(dǎo)致輸出電壓畸變。因此非線性負載是影響 PWM 逆變器輸出電壓波形質(zhì)量的主要因素。而如今最常見的非線性負載就是二極管整流大電容濾波型負載。除了非線性負載之外，在實際的 PWM 過程中,為防止逆變器橋臂上下端元件直通短路而設(shè)置的死區(qū)也對波形質(zhì)量有一定影響。死區(qū)的存在，使得理想 PWM 輸出電壓中疊加了一組高頻脈沖。其幅值、重復(fù)頻率與 PWM 脈沖一樣，寬度等于死區(qū)時間，包絡(luò)線為方波。后者的極性與逆變橋輸出電流相反，其頻率則為基波頻率。顯然，這一波形中含有開關(guān)頻率以下的低次諧波，直接增加了輸出電壓的波形畸變。死區(qū)時間在一個開關(guān)周期中所占份量越大，對波形質(zhì)量

25、影響就越大。對于由理想開關(guān)構(gòu)成、并且只帶線性負載的 PWM 逆變器，只要實施某種 PWM 技術(shù)，不難獲得理想的正弦波輸出電壓?？上?，受到非線性負載和 PWM 調(diào)制過程中的死區(qū)等因素的影響，使得基于開環(huán)的 PWM 技術(shù)無法確保輸出電壓波形滿足要求。因此逆變器的閉環(huán)波形控制技術(shù)成了非常熱門的課題,而其焦點又主要集中在選擇和設(shè)計合適的調(diào)節(jié)器方面。1.31.3 控制方案綜述控制方案綜述逆變器輸出波形控制技術(shù)從總體上可分為兩大類： （1）基于周期的控制。 （2）基于瞬時的控制。3 / 751.3.1 基于周期的控制基于周期的控制是通過對前一周期或多個周期的輸出波形進行處理，利用所得到的結(jié)果對當(dāng)前的控制進

26、行校正的控制方法。從本質(zhì)上看，基于周期的控制是通過對誤差的周期性補償，實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)的無靜差效果。它主要分為重復(fù)控制710和諧波反饋控制11。重復(fù)控制的基本思想源于控制理論中的模原理，模原理是把作用于系統(tǒng)的外部信號的動力學(xué)模型植入控制器以構(gòu)成高精度的反饋控制系統(tǒng)。由模原理可知，除非針對每一種指令或擾動信號均設(shè)置一個正弦函數(shù)模，否則無法實現(xiàn)無靜差，重復(fù)控制利用“重復(fù)信號發(fā)生器”模巧妙地解決了這一問題。重復(fù)控制系統(tǒng)框圖如圖 1.1所示。( )NQ zz( )S z( )P zNzdeUrUo重復(fù)控制采用數(shù)字方式實現(xiàn)。逆變器重復(fù)控制的目的是為了克服死區(qū)、非線性負載引起的輸出波形周期性畸變。其基本思想是假定

27、前一基波周期中出現(xiàn)的畸變將在下一基波周期的同一時間重復(fù)出現(xiàn)，控制器根據(jù)每個開關(guān)周期給定與反饋信號的誤差來確定所需的校正信號，然后在下一基波周期同一時間將此信號疊加在原控制信號上，以消除以后各周期中將出現(xiàn)的重復(fù)性畸變1214。重復(fù)控制能使逆變器獲得低 THD 的穩(wěn)態(tài)輸出波形。但其主要弱點是動態(tài)性能差，干擾出現(xiàn)后的一個參考周期，系統(tǒng)對干擾不產(chǎn)生任何調(diào)節(jié)作用，這一周期系統(tǒng)近乎處于開環(huán)控制狀態(tài)，消除干擾對輸出的影響至少要一個參考周期。諧波反饋控制其基本思想來源于諧波反饋的補償作用。圖 1.2 是逆變器諧波反饋控制示意圖。諧波檢測依據(jù)的方法主要有：離散傅立葉變換（）15。由于非線性負載所造成的諧波畸變主

28、要是奇次低DFT次諧波，高次諧波可以由濾波器濾除，所以，通常只要反饋 3、5、7 次諧波即可,如LC圖 1.3 所示。因此，在存中記錄一個周期的電壓瞬時值，用離散傅立葉變換的方法圖 1.1 重復(fù)控制系統(tǒng)框圖4 / 75圖 1.3 DFT 示意圖直接求出 3、5、7 次諧波的幅值和相位，然后合成諧波。諧波檢測器50Hz Sin 諧波瞬時值基波均值PI)(sGUrUod （1-1）11000022( ) cos( ) sinNNmnnmnmnUnjUnNN顯然，這種方法至少需要一個完整的正弦周期。這種方法計算精度高，效果好，但是由于計算量大，一般用于功率較大的三相系統(tǒng)中?；谒矔r功率理論的諧波檢測

29、16。這是一種較為有效的單相電路的諧波檢測方法：在三相電路的瞬時功率與諧波電流的檢測計算過程中，總是先將檢測到的三相信號變?yōu)橄嗷ゴ怪钡淖鴺?biāo)系中的兩相信號，再進一步計算瞬時功率與諧波電流。參照這種方法，可以在單相電路中再構(gòu)造一相電壓、電流，與實際的單相電路中的電壓、電流分別相差，從而形成假設(shè)的坐標(biāo)信號，進行檢測計算。090圖 1.4 為單相電路瞬時電壓諧波檢測示意圖。從表面上看，這是瞬時諧波檢測，但由于滯后環(huán)節(jié)會引起的延時，再加上濾波器的延時，事實上仍為周期檢測。090圖 1.2 逆變器諧波反饋控制示意圖5 / 75鎖相環(huán)0V函數(shù)發(fā)生器tsintcos滯后090低通濾波器hV1.3.2 基于瞬時

30、的控制瞬時控制是根據(jù)當(dāng)前誤差對逆變器的輸出波形進行有效的實時控制。(1)控制（單閉環(huán)）1718PID控制是工程實踐中應(yīng)用最廣泛的控制器。同樣，它也被應(yīng)用于逆變器輸出PID波形的控制。由于輸出波形是中、低頻正弦，調(diào)節(jié)器無法保證無靜差。但在系PID統(tǒng)要求的穩(wěn)態(tài)精度和動態(tài)響應(yīng)圍設(shè)計出合適的調(diào)節(jié)器是可能的，只是難度比恒值給定系統(tǒng)要大一些。這種情況只限于線性定常系統(tǒng)，即可用線性常微分方程描述的系統(tǒng)。然而，逆變器輸出波形控制，主要是非線性負載條件下的伺服控制，因而單環(huán)對波形畸變的抑制有一定的局限性。PID(2)雙閉環(huán)控制一般文獻認為單閉環(huán)控制在負載擾動抑制方面存在著不足，與直流電機類似，只有當(dāng)負載擾動（電

31、流/轉(zhuǎn)矩）的影響最終在系統(tǒng)輸出端（電壓/轉(zhuǎn)速）表現(xiàn)出來以后，PID 控制器才開始對誤差信號控制。因此可以仿效直流電機的轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制，在逆變器的電壓環(huán)基礎(chǔ)上增加電流環(huán)，利用電流環(huán)快速、與時地抑制負載擾動的影響。同時由于電流環(huán)對被控對象的改造，可以大大簡化電壓外環(huán)的設(shè)計1920。文獻21采用輸出電壓解耦使電流環(huán)得到滿意的響應(yīng)特性，對電感電流環(huán)采用負載擾動補償來抑制負載變化的影響，并且將幾種電感電流環(huán)和電容電流環(huán)控制方式作了對比，結(jié)果顯示帶負載擾動補償?shù)碾姼须娏鳝h(huán)與電容電流環(huán)均可以獲得較好的動、靜態(tài)性能。雙閉環(huán)控制的不足主要是電流環(huán)為抑制非線性負載擾動，必須具備足夠高的帶寬，才能獲得滿意的性

32、能，這加大了數(shù)字控制器實現(xiàn)的難度。(3)滯環(huán)電壓控制2223圖 1.4 基于瞬時功率的諧波示意圖6 / 75滯環(huán)電流控制在交流傳動系統(tǒng)的研究中經(jīng)常出現(xiàn)，在逆變電源控制中也有部分應(yīng)用。電壓滯環(huán)控制與滯環(huán)電流的控制方式完全一樣，只是反饋信號為輸出電壓而不是輸出電流，其控制框圖如圖 1.5 所示。這種控制方式的優(yōu)點是穩(wěn)定性好，不需建立精確的主電路模型，實現(xiàn)方便。但它也有明顯的缺陷：開關(guān)頻率不固定，當(dāng)主電路參數(shù)與負載情況變化時，開關(guān)頻率會隨之改變。)(sC)(sGdUrUo針對這個缺點，出現(xiàn)了許多恒頻滯環(huán)控制方式。其中有些需要精確的負載模型，有些電路很復(fù)雜，因此實際中很少應(yīng)用。(4)線性多變量狀態(tài)反饋

33、控制2426從狀態(tài)空間的角度看，單閉環(huán)系統(tǒng)性能不佳的原因可以解釋為單純的輸出反饋無法充分利用系統(tǒng)的狀態(tài)信息。因此，將輸出反饋改為狀態(tài)反饋可以改善控制效果。狀態(tài)反饋波形控制系統(tǒng)需要多個狀態(tài)變量反饋，但它并不構(gòu)成多環(huán)控制系統(tǒng)，而是在狀態(tài)空間上通過合理選擇反饋增益矩陣來改變對象的動力學(xué)特性，以實現(xiàn)不同的控制效果。采用狀態(tài)反饋可以任意配置閉環(huán)系統(tǒng)的極點，從而改善系統(tǒng)的動態(tài)特性和穩(wěn)定性，這是狀態(tài)反饋控制的最大優(yōu)點。狀態(tài)反饋系數(shù)的確定大致有兩種方法：根據(jù)系統(tǒng)要求給出期望閉環(huán)極點，推算狀態(tài)反饋增益矩陣。應(yīng)用最優(yōu)控制原理，使系統(tǒng)的階躍響應(yīng)接近理想輸出，據(jù)此確定狀態(tài)反饋增益27。文獻中往往將狀態(tài)反饋作為環(huán)、以其

34、它的控制策略作為外環(huán)形成復(fù)合控制方案，利用狀態(tài)反饋改善逆變器空載阻尼比小、動態(tài)特性差的不足，與外環(huán)共同實施對逆變器的波形校正28。狀態(tài)反饋控制如果對負載擾動不采取有針對性的措施，則會導(dǎo)致穩(wěn)態(tài)偏差和動態(tài)特性的改變。(5)無差拍控制無差拍控制是一種基于微機實現(xiàn)的 PWM 方案，是數(shù)字控制特有的一種控制方案。無差拍控制系統(tǒng)框圖如圖 1.6 所示，它根據(jù)逆變器的狀態(tài)方程和輸出反饋信號來計算逆變器在下一個采樣周期的脈沖寬度，控制開關(guān)動作使下一個采樣時刻的輸出準確跟蹤參考指令。由負載擾動引起的輸出電壓偏差可在一個采樣周期得到修正。圖1.5 滯環(huán)電壓控制示意圖7 / 75無差拍控制器Gp(s)+-d狀態(tài)反饋

35、UrUo無差拍控制有著非?？斓膭討B(tài)響應(yīng)，波形畸變率小，即使開關(guān)頻率不是很高，也能得到較好的輸出波形品質(zhì)；無差拍控制能夠通過調(diào)節(jié)逆變橋的輸出相位來補償LC 濾波器的相位延時，使輸出電壓的相位與負載關(guān)系不大。但是，無差拍控制的自身缺點也十分明顯：無差拍控制效果取決于模型估計的準確程度，實際上無法對電路模型做出非常精確的估計，而且系統(tǒng)模型隨負載不同而變化，系統(tǒng)魯棒性不強；其次，無差拍控制極快的動態(tài)響應(yīng)即是其優(yōu)勢，又導(dǎo)致了其不足，為了在一個采樣周期消除誤差控制器瞬態(tài)調(diào)節(jié)量較大，一旦系統(tǒng)模型不準，很容易使系統(tǒng)輸出振蕩，不利于逆變器的穩(wěn)定運行。（6）滑模變結(jié)構(gòu)控制滑模變結(jié)構(gòu)控制最大的優(yōu)勢是對參數(shù)變動和外部

36、擾動不敏感，系統(tǒng)的魯棒性特別強。早期逆變器采用模擬控制實現(xiàn)滑模變結(jié)構(gòu)控制，存在電路復(fù)雜、控制功能有限的弱點。基于微處理器的滑模變結(jié)構(gòu)控制完全不同于常規(guī)的連續(xù)滑?？刂评碚?，需要離散滑模控制技術(shù)，文獻29通過引入前饋改善離散滑?？刂频姆€(wěn)態(tài)性能，文獻30通過自矯正措施改善負載擾動的影響。但是滑?？刂拼嬖诶硐牖Ｇ袚Q面難以選取、控制效果受采樣率的影響等弱點，它還存在高頻抖動現(xiàn)象且設(shè)計中需知道系統(tǒng)不確定性參數(shù)和擾動的界限，抖動使系統(tǒng)無法精確定位，測定系統(tǒng)不確定參數(shù)和擾動的界限則影響了系統(tǒng)魯棒性進一步發(fā)揮3139。（7）神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制4042神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制是近幾年來興起的一種智能控制方式，它模仿人的大腦實現(xiàn)對

37、系統(tǒng)的控制，適用于線性與非線性系統(tǒng)。神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)學(xué)習(xí)所需的各種實例來自于實驗和仿真得到的數(shù)據(jù)，選擇一種學(xué)習(xí)算法，應(yīng)用所獲實例，通過離線學(xué)習(xí)獲得系統(tǒng)最佳控制規(guī)律，應(yīng)用到實際系統(tǒng)中去實現(xiàn)在線控制。由于其控制規(guī)律不依賴于系統(tǒng)模型，而且學(xué)習(xí)實例包含了各種情況，因此系統(tǒng)控制魯棒性很強，但由于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的實現(xiàn)技術(shù)沒有突破，還沒有成功應(yīng)用于逆變器控制之中。圖 1.6 無差拍控制系統(tǒng)示意圖8 / 75（8）模糊控制4347電力電子裝置往往是一個多變量、非線性時變的系統(tǒng)，系統(tǒng)的復(fù)雜性和模型的精確性總是存在矛盾，而模糊控制能夠在準確和簡明之間取得平衡，有效地對復(fù)雜事物做出判斷和處理。模糊控制屬于智能控制，其優(yōu)點是：不依

38、賴被控對象的精確模型，具有較強的魯棒性和自適應(yīng)性；查找模糊控制表只需要占用處理器很少的時間，因而可以采用較高采樣率來補償模糊規(guī)則和實際經(jīng)驗的偏差。理論證明模糊控制可以任意精度逼近任何非線性函數(shù)，但受到當(dāng)前技術(shù)水平的限制，模糊變量的分檔和模糊規(guī)則數(shù)都受到限制，隸屬函數(shù)的確定還沒有統(tǒng)一的理論指導(dǎo)，帶有一定人為因素，因此模糊控制的精度有待于進一步提高。從上述控制方案可見，每一種控制方案有其特長，也存在某些問題，因此，一種必然的發(fā)展趨勢是各種控制方案互相滲透，取長補短，優(yōu)勢互補結(jié)合成復(fù)合的控制方案。1.41.4 選題依據(jù)和本文主要研究容選題依據(jù)和本文主要研究容本文主要研究基于瞬時值反饋的高頻 PWM

39、逆變器的波形控制技術(shù)，重點討論的是現(xiàn)在最常用的單閉環(huán)控制和電流環(huán)電壓外環(huán)雙閉環(huán)控制。因此文章的容也是PID圍繞這兩種控制方法來展開的,不但給出其具體的控制器計算方法,并且在一臺樣機上做了雙環(huán)控制實驗,驗證了雙環(huán)控制方式的控制效果。本文的容為:（1）高頻 PWM 逆變器的數(shù)學(xué)模型分析(第二章)。首先建立了單相逆變電源的數(shù)學(xué)模型，然后分析了逆變系統(tǒng)諧波畸變的主要原因，由于逆變器的輸出阻抗不為零，因此負載電流將在輸出阻抗上形成壓降。由于實際存在死區(qū)，過調(diào)制與非線性等不理想因素存在，導(dǎo)致了輸出電壓的畸變。（2）逆變器的電壓單環(huán) PID 控制已有廣泛應(yīng)用，但是系統(tǒng)的動態(tài)特性特別是非線性負載的時候以與穩(wěn)態(tài)

40、精度不是很理想，原因在于 PID 控制器參數(shù)設(shè)計往往基于經(jīng)驗現(xiàn)場調(diào)整或用頻率特性分析法反復(fù)試湊得到，不能很好發(fā)揮 PID 優(yōu)良的調(diào)節(jié)能力。第三章提出了基于極點配置的逆變器瞬時電壓 PID 控制器設(shè)計方法，仿真與實驗結(jié)果表明所設(shè)計的控制系統(tǒng)同時具有優(yōu)良的動、靜態(tài)特性。最后還介紹并分析了一種 PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓瞬時值反饋控制方法，說明它是一種經(jīng)濟實用的方法。（3）基于極點配置的方法同樣用于逆變器電流環(huán)電壓外環(huán)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計中，第四章以電容電流環(huán)電壓外環(huán)為例，著重分析了各種方式下的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，仿真結(jié)果表明逆變器雙環(huán)控制系統(tǒng)具有比瞬時電壓 PID 控制更好的動、靜態(tài)性9 / 75能，盡管電

41、路結(jié)構(gòu)較瞬時電壓 PID 復(fù)雜，適合于性能指標(biāo)要求極高的系統(tǒng)。（4）給出了雙環(huán)控制方式下的實驗結(jié)果。10 / 752 2 高頻高頻 PWMPWM 逆變器的數(shù)學(xué)模型分析逆變器的數(shù)學(xué)模型分析2.12.1 引言引言本文研究的是高頻 PWM 電壓源型逆變器,因此本章建立了系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型,同時分析了影響單相 PWM 逆變器性能的因素,為后續(xù)章節(jié)的分析設(shè)計提供了理論依據(jù)。2.22.2 逆變器的數(shù)學(xué)模型逆變器的數(shù)學(xué)模型圖 2.1 為單相全橋逆變電源的主電路原理圖，圖中濾波電感 L 與濾波電容 C 構(gòu)成低通濾波器，r 為考慮濾波電感 L 的等效串聯(lián)電阻、死區(qū)效應(yīng)、開關(guān)管導(dǎo)通壓降、線路電阻等逆變器中各種阻尼因素

42、的綜合等效電阻。E 為直流母線電壓，u1為逆變橋輸出電壓，u0為逆變器輸出電壓，il為流過濾波電感的電流。i0代表負載電流。LCRr0uaboiT1T2T3T4Eluli將開關(guān)管 T1、T2、T3、T4 視為理想器件,其通斷控制用相應(yīng)的開關(guān)函數(shù) S 來描述：（2-1）11ST1, T4導(dǎo)通，T2, T3關(guān)斷T2, T3導(dǎo)通，T1, T4關(guān)斷在 SPWM 調(diào)制下，若不考慮死區(qū)，T1 和 T4 控制信號一樣,T2 和 T3 控制信號一樣,T1 和 T2 控制信號互補。因而 u1為一雙極性脈沖電壓，它與直流輸入的關(guān)系為：（2-2）lduSE逆變橋 SPWM(Sinusoidal Pulse-Widt

43、h Modulation,正弦脈寬調(diào)制)采用雙極性調(diào)制方式,其調(diào)制過程如圖 2.2 所示。當(dāng)開關(guān)頻率 fs（這里，選取開關(guān)頻率為圖 2.1 單相全橋逆變電源的主電路原理圖11 / 759kHz）遠遠大于電網(wǎng)頻率 f（50Hz）時，可將 u1在每個開關(guān)周期的平均值看作低lU頻瞬時值，則：（2-3）111()44/2/4dddlttEtEtE tUtt 22232020cmVsmVluE-E（a） 雙極性 SPWMcmVsV1t4t0ttE-E0（b） 局部放大后的調(diào)制波形由于三角載波隨時間線性變化，而調(diào)制波在一個開關(guān)周期基本不變。由圖2.2（b）所示的 PWM 調(diào)制波形可得：（2-4）1/4sc

44、mVttV式中：為調(diào)制信號，設(shè)為：tVs( )sin()ssmV tVt圖 2.2 雙極性 SPWM 原理12 / 75為三角載波的幅值。cmV將式（2-4）代入（2-3）可得：（2-5）( )( )( )slmscmV tU tEkV tV其中，在直流側(cè)電壓恒定時為一常量。由式（2-5）可知，當(dāng)調(diào)制信/mcmkE V號為一連續(xù)的模擬變量時，也為連續(xù)模擬變量。因此，當(dāng)用來低頻tVs( )lU t( )lU t等效 u1時，就可將 u1也看作連續(xù)模擬變量，即 （2-6）( )( )sin()smlmsscmcmVEukV tV tEtVV由于一般的 PWM 逆變電源所用的輸出濾波器的截止頻率都遠

45、小于逆變器的開關(guān)頻率，而理想的 PWM 波形只含開關(guān)頻率與開關(guān)頻率倍頻附近的高次諧波，這些高次諧波均可被濾波器衰減到可忽略的程度。因此，在 PWM 逆變電源的分析中，不妨忽略這些高次諧波的影響，而認為理想 PWM 逆變電源為式（2-6）所示的理想功率放大器。當(dāng)選擇輸出電壓和電容電流作為狀態(tài)變量，可得狀態(tài)空間表達式如下：ouci （2-7）0001010000111ccuuiCuriiirLLLL 則式（2-6）與式（2-7）構(gòu)成了單相 PWM 逆變器的狀態(tài)空間平均模型。由狀態(tài)空間平均模型可以推導(dǎo)出雙輸入同時作用時系統(tǒng)的 S 域輸出響應(yīng)關(guān)系式與方框圖（圖 2.3）如下：)(1)(1)()(022

46、10sIrCsLCsrLsrCsLCssUsU （2-8）110( )( )( )( )dG s U sWs Is13 / 75rRLCUu11/L+1/Si1r/L1/SCu0i0-2.32.3 影響單相影響單相 PWMPWM 逆變器性能的因素逆變器性能的因素2.3.1 輸出阻抗采用二階 L-C 低通濾波器的 PWM 逆變電源，可用圖 2.4 等效表示。U 為逆變橋輸出高頻 PWM 波，R 為負載。r 表征了多種阻尼的綜合效應(yīng)，包括開關(guān)器件通態(tài)電阻、死區(qū)效應(yīng)、線路阻抗、濾波電感等效串聯(lián)電阻等，一般在 1以下。將電壓源 U 置零，可得電源輸出阻抗為： （2-9）221111osjsjsLrsL

47、rj LrsCZs LCrCsrCjLCsLrsC Z0隨 變化情況如圖 2.5 所示。由圖可看出，逆變器的輸出阻抗不為零，且在諧振頻率 0附近的值很大。因此，當(dāng)逆變電源給負載供電時，負載電流將在輸出圖 2.3 單相逆變器主電路方框圖圖 2.5 逆變器輸出阻抗 BODE 圖圖 2.4 PWM 逆變電源電路圖14 / 75阻抗上形成壓降，對非線性負載來說，其諧波成分將引起電源輸出端電壓的畸變。這是非線性負載電流引起逆變電源電壓波形畸變的在原因。2.3.2 輸出電壓波形質(zhì)量的影響因素由 2.2 節(jié)和 2.3 節(jié)中可知,理想 PWM 波形通常只含有載波頻率與載波倍頻附近的高次諧波。LC 濾波器的轉(zhuǎn)折

48、頻率通常選在開關(guān)頻率的 1/10 左右，遠遠低于逆變器的開關(guān)頻率，對高次諧波具有明顯的衰減作用。因此，對于由理想開關(guān)構(gòu)成、且只帶線性負載的 PWM 逆變器，在合適的輸出 LC 濾波器作用下，要獲得理想的正弦輸出并不困難。實際應(yīng)用中，存在著很多不理想的因素。首先，PWM 波形并不是理想的，為了防止同一橋臂上下管的直通，加入了死區(qū)，死區(qū)對逆變電源輸出電壓的幅值、相位和諧波都有影響；開關(guān)管的開通關(guān)斷也不是瞬時的，有一定的開通、關(guān)斷延時，開關(guān)管的參數(shù)也可能不對稱，必然引起開關(guān)器件輸出波形與輸入控制信號之間的偏移。再次,在調(diào)制過程中,一旦出現(xiàn)了過調(diào)制這種情況,逆變橋不再是線性放大器,逆變器的輸出電壓是一

49、個“削頂?shù)摹钡牟ㄐ?含有大量的低次諧波。再者，現(xiàn)實中的負載并不都是線性的，存在著很多非線性負載。主要是二極管整流負載。諸如電腦、工作站、監(jiān)控設(shè)備等電子產(chǎn)品都帶有整流電路，將交流電源轉(zhuǎn)換成直流電源給微電子器件供電，并且它們一般都是單相負載。這種整流負載帶有大電容濾波，在逆變電源的輸出端產(chǎn)生了大量的低次諧波電流。由于逆變電源的輸出阻抗的存在，低次諧波電流在逆變電源輸出端產(chǎn)生諧波壓降，導(dǎo)致了輸出電壓的畸變。(1)死區(qū)為了防止同一橋臂上下管的直通，在上下管的驅(qū)動信號中加入的延遲時間，稱為死區(qū)。以單個橋臂來說明，如圖 2.6 所示。圖 2.7(a)中給出了一個逆變器橋臂上下開關(guān)管的理想門極驅(qū)動信號 s1

50、和 s2。圖 2.7(b)是帶死區(qū)的門極驅(qū)動信號s1d和 s2d，為每個開關(guān)周期的死區(qū)長度。dt死區(qū)對輸出電壓的影響與橋臂輸出電流的方向有關(guān)。dt(a)(b)sTdts1s2s1ds2d圖 2.6 單相橋臂T1T2uiLE15 / 75圖 2.8(a)給出了上下橋臂的驅(qū)動波形，s1d是上管驅(qū)動，s2d是下管驅(qū)動。圖 2.8(b)是為正的情況：此時因為死區(qū)的存在，上管開通延時了，在這期Lidt間，上管無開通信號，,下管的反并二極管 D2 續(xù)流,使輸出電壓為-E，相對理0Li想 PWM，逆變橋輸出電壓的伏秒值變化了；2dE t圖 2.8(c)是為負的情況：此時因為死區(qū)的存在，下管開通延時了，在這期

51、Lidt間，下管無開通信號，上管的反并二極管 D1 續(xù)流，使輸出電壓為+E，相0Li對理想 PWM，逆變橋輸出電壓的伏秒值變化了。2dE t 雖然每個開關(guān)周期的死區(qū)時間只有幾個微妙，但在整個基波周期的累積效應(yīng)是不容忽視的。圖 2.9(a)是理想 PWM 波形，圖2.9(b)是電流波形，是功率因素角，圖 2.9(c)是死區(qū)引起的輸出電壓的降落，是理想 PWM 輸出的基波分量，ov是死區(qū)引起的電壓變化的基波分量。dv由圖可看出，的存在，不僅影響輸dv出電壓幅值，還引入了相移。進一步通過對進行傅立葉分解,可以發(fā)現(xiàn)dv死區(qū)引入了 LC 濾波器難以消除的低次諧波分量,并且主要是奇次諧波，使得輸出電壓畸變

52、。為了克服死區(qū)的影響,可以采用各種補償措施4850,但是這些補償方法都需要高精度的檢測,實現(xiàn)起來成本高,而且對于非線性負載引起的輸出電壓畸變問題還是無法解決。(2) SPWM 過調(diào)制SPWM 調(diào)制過程中，當(dāng)調(diào)制波幅值 Usm三角載波峰值 Ucm時，輸出基波按 E/Ucm 為增益放s1ds2ddt(a)(b)sTdt(c)0Li0Liuu-E-E+E+E圖 2.7 PWM 逆變器門極驅(qū)動圖 2.8 一個開關(guān)周期內(nèi)死區(qū)引起的電壓變化-E-2E+2E+E(a)(b)(c)Liovdovdv圖 2.9 每基波周期死區(qū)引起的電壓降落16 / 75大的，逆變橋等效為一個線性放大環(huán)節(jié)，調(diào)制比 m(=Usm/

53、Ucm)在0，1圍為線性調(diào)制區(qū)。當(dāng) UsmUcm 時，SPWM 在調(diào)制波波峰附近產(chǎn)生的脈沖寬度達到最大值，且脈寬值不再與調(diào)制波采樣值成正比，調(diào)節(jié)能力飽和，出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象，這時逆變橋的等效放大倍數(shù)是非線性的，從而產(chǎn)生放大失真，逆變器輸出端出現(xiàn)“削頂”波形，其中含有較大的低次諧波畸變。對于直流輸入電壓整個波動圍與負載變化圍，在逆變器系統(tǒng)設(shè)計時將調(diào)制深度留有足夠裕量，則可以避免由于 SPWM 過調(diào)制引起的輸出波形畸變。(3)二極管整流負載非線性負載是引起逆變電源輸出電壓畸變的主要原因，尤以二極管整流負載為代表。典型的非線性負載如圖 2.10 所示。為了獲得比較平直的電壓，整流負載一般都接有大電容，由

54、于二極管的單向?qū)щ娦?，只有?dāng)逆變電源輸出電壓瞬時值高于負載電容時才有輸出電流，而二極管一旦導(dǎo)通，負載又呈現(xiàn)很低的阻抗。二極管周期性的通斷，整個電路的拓撲結(jié)構(gòu)也在兩者之間周期性的變化，出現(xiàn)了重復(fù)性的瞬態(tài)過程，逆變電源的輸出電流則為一系列的尖頂窄脈沖波，典型情況下輸出電壓將出現(xiàn)消峰平頂?shù)牟ㄐ?，THD 的值大大上升，將無法滿足供電的需求。圖 2.11 中給出了逆變電源帶整流負載時輸出電壓畸變過程仿真圖。為了解決這個問題,可以通過降低逆變器的阻抗的辦法來解決,一是在逆變器的輸出增加 LC 諧振電路,通過合理的配置諧振頻率,可以做到針對某個低次諧波的輸出阻抗為零,從而將該次諧波電流吸收掉51,二是通過提

55、高開關(guān)頻率來減小濾波電感。這僅是基于濾波電路的解決方案,有明顯的弱點：針對每次諧波增設(shè)一個 LC 濾波支路,對于容量并非特別巨大的逆變電源來說,無論體積、重量、成本都會大大增加；圖 2.10 典型非線性負載 圖 2.11 逆變電源帶單相整流負載 (100v/div，100A/div，0.01s/div)電壓電流rRrCoiou17 / 75對于提高開關(guān)頻率確難于在中、大功率的場合采用,因為受溫升、效率因素限制,中、大容量的開關(guān)器件的工作頻率不可能很高。綜合上述,從控制角度出發(fā),通過引入輸出電壓瞬時值反饋控制來解決非線性負載帶來的擾動,抑制諧波顯然是比較合理的方案,波形控制技術(shù)(以改善輸出波形為

56、目的而引入的瞬時值閉環(huán)控制技術(shù)均稱為波形控制技術(shù))的引入,使得逆變電源系統(tǒng)的閉環(huán)輸出阻抗大大減小,是一種通過控制手段降低輸出阻抗的方法,這要比增加濾波電路或提高開關(guān)頻率優(yōu)越得多,因為波形控制技術(shù)可以抵御多種擾動,除了非線性負載,還有前面提過的死區(qū)效應(yīng)的影響。2.42.4 本章小結(jié)本章小結(jié)本章首先建立了單相逆變器的數(shù)學(xué)模型,在此基礎(chǔ)上對輸出特性進行了分析,提到了引起逆變電源輸出電壓畸變的幾種主要原因，為后續(xù)章節(jié)的控制系統(tǒng)的分析打下了基礎(chǔ)。并得出以下結(jié)論：(1)逆變電源的模型為一典型的二階系統(tǒng),其輸出性能主要由 LC 濾波器和負載決定;(2)由于逆變器的輸出阻抗不為零,逆變器的輸出端必然產(chǎn)生電壓畸

57、變;(3)通過控制手段降低輸出阻抗的方法,是一種改善逆變電源性能的實用、有效的手段。18 / 753 3 PWMPWM 逆變電源電壓瞬時值反饋控制的研究逆變電源電壓瞬時值反饋控制的研究3.13.1 引言引言無論哪種結(jié)構(gòu)的逆變電源,要得到高質(zhì)量的正弦波輸出,都離不開逆變器的控制技術(shù)。對于逆變電源的控制策略,可以采用重復(fù)控制、無差拍控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制或者 PID 控制,但是重復(fù)控制雖然可以得到較好的穩(wěn)態(tài)性能與穩(wěn)態(tài)輸出波形,而其動態(tài)性能比較差；無差拍控制對于系統(tǒng)參數(shù)的變換、負載的變化比較敏感；滑模變結(jié)構(gòu)控制的穩(wěn)態(tài)性能不夠理想；而采用 PID 控制容易兼顧控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)性能。而且算法簡單、

58、易于實現(xiàn)、魯棒性好、可靠性高，已經(jīng)成為迄今為止最通用的控制方法。在工業(yè)過程控制系統(tǒng)中，廣泛使用 PID 控制器時，由于控制器各參數(shù)的選擇要么基于經(jīng)驗法設(shè)計然后在系統(tǒng)現(xiàn)場調(diào)試中最后整定；要么基于頻率響應(yīng)特性反復(fù)試湊法設(shè)計 PID 控制器參數(shù)。這些控制器設(shè)計方法沒有與控制系統(tǒng)性能指標(biāo)建立直接量化關(guān)系，因而參數(shù)選擇往往粗略，一旦被控對象自身開環(huán)特性惡劣時，PID 控制器不能表現(xiàn)出很好的調(diào)節(jié)作用。本章首先提出基于極點配置的 PID 控制器的設(shè)計方法,仿真結(jié)果顯示這種 PID 控制器性能優(yōu)越,最后提出一種 PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓微分反饋的調(diào)節(jié)方式,并指出這種調(diào)節(jié)方式和 PID 調(diào)節(jié)其實是等效的,而且是一種

59、簡化的雙環(huán)形式,因此是一種簡單而有效的調(diào)節(jié)方式。19 / 753.23.2 逆變器的逆變器的 PIDPID 控制控制3.2.1 PID 控制器的設(shè)計PID 控制器是一種線性控制器，其控制規(guī)律為： （3-1）01( )( )( )( )tpdide tu tKe te t dtTTdt式中 Kp為比例系數(shù)，Ti為積分時間常數(shù)，Td為微分時間常數(shù)。PID 控制器的傳遞函數(shù)形式為：( )1( )(1)( )cpdiU sG sKT sE sTs (3-2)1pidKKK ssPID 控制器各校正環(huán)節(jié)的作用如下：（1）比例環(huán)節(jié)：代表了當(dāng)前的信息，與時成比例地反映控制系統(tǒng)的偏差信號e(t)，偏差一旦產(chǎn)生

60、，控制器立即產(chǎn)生控制作用，以減少偏差，起校正偏差的作用，使過程反應(yīng)迅速。（2）微分環(huán)節(jié)：反映偏差信號的變化趨勢（變化速率） ，代表了將來的信息，具有超前控制作用。在過程開始時強迫過程加速進行，過程結(jié)束時減小超調(diào)，克服振蕩，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，加快系統(tǒng)的過渡過程。（3）積分環(huán)節(jié)：代表了過去積累的信息，可以提高系統(tǒng)的型別（無差度） ，以消除或減小穩(wěn)態(tài)誤差，改善系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。 頻域分析角度看，PID 控制器就是一個滯后超前控制器的特例，影響高頻段的 PD 控制作用不僅增大相位超前角并改善系統(tǒng)穩(wěn)定性，而且也增大了系統(tǒng)的帶寬（因而響應(yīng)速度增快） ，PD 控制器與相位超前補償器起著類似的作用。PI 控制作用影響低頻段，增