講義Flyback電路原理

1、開始很高興有這么一個機會，和大家一起學習和討論 Flaback 電路的原理。 今天介紹的內(nèi)容中，公式比較多，有些枯燥；但是經(jīng)過理論推導，期望能讓大家對于Flyback電路的“工作原理，伏秒平衡定律，以及C.C.M.和兩種工作模 式”等內(nèi)容的理解，能更加透徹些。Flyback 轉換器原理主要內(nèi)容：一、Flyback 電路簡述二、Buck-Boost 轉換器原理三、Flyback 轉換器原理四、Flyback 電路改進版本介紹附錄：I Flyback 變壓器設計II Flyback 電路的 EMI 分析Flyback 轉換器應用相當廣泛，其原因有：從電路的角度看，F(xiàn)lyback 電路有最少元件的特

2、性；從設計的角度看，F(xiàn)lyback 電路有簡單高可靠度的特點；從經(jīng)濟的角度看，F(xiàn)lyback 電路成本最低，醉適合一般小功率的電源使用。在實際的應用中，用在接市電的低瓦數(shù)電源，多半用Flyback電路來實現(xiàn)，例如:30-40W的筆記本電腦, 70-80W的個人電腦, 40-50W的傳真機與影像掃描機, 20W以下的Adapter （適配器）未來的電子產(chǎn)品講究輕薄短小又省電，所以 Flyback 電路會更風行。Flyback轉換器電路是由Buck-Boost電路，利用磁性元件耦合的功能衍生而來,所以要探討Flyback電路，必須先從Buck-Boost電路開始Flyback電路簡介(一) Fly

3、back電路架構Flyback變換器，俗稱單端反激式 Db DC變換器，又稱為返馳式(Flyback)轉 換器，或"Buck-Boost"轉換器，因其輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量，因此 得名.Flyback變換器是在主開關管導通期間，電路只儲存而不傳遞能量；在主開關 管關斷期間，才向負載傳遞能量的一種電路架構。(1) Flyback變換器理論模型如圖。(2)實際電路結構根據(jù)Flyback變壓器的同名端繞制方式，有下面兩種形式，這兩個電路實 質(zhì)上是一樣的。當然，F(xiàn)lyback電路還有其他衍生形式(見附錄I )。(二) Flyback變換器優(yōu)點(1)電路簡單，能高效提供多

4、路直流輸出，因此適合多組輸出的要求D1(2)轉換效率高，損失小(3)匝數(shù)比值較小。（4）輸入電壓在很大的范圍內(nèi)波動時，仍可有較穩(wěn)定的輸出，目前已可實現(xiàn)交流輸入在85 265V間，無需切換而達到穩(wěn)定輸出的要求。（三） Flyback 變換器缺點（ 1）輸出電壓中存在較大的紋波，負載調(diào)整精度不高，因此輸出功率受到限制 通常應用于150W以下。（2）轉換變壓器在電流連續(xù) （C.C.M.） 模式下工作時，有較大的直流分量，易導致 磁芯飽和，所以必須在磁路中加入氣隙，從而造成變壓器體積變大。（3）變壓器有直流電流成份，且同時會工作于 C.C.M./D.C.M. 兩種模式，故變壓 器在設計時較困難，反復調(diào)

5、整次數(shù)較順向式多，迭代過程較復雜。Buck- Boost轉換器工作原理所有的導出型轉換器都保留其基本轉換器的特性；要了解Flyback轉換器，要從其基本轉換器Buck- Boost電路開始。（一）Buck- Boost 電路組成Buck- Boost電路由一個開關晶體管，一個功率二極管，一個儲能電感和一個輸出電容組成，見圖1圖1 Buck Boost電路結構（二）電路特性（1）輸出電壓為負電壓（2）輸出電壓的大小可高于或低于輸入電壓（3）輸入端與輸出端的電流波形都是脈波形式。（三）工作原理為方便理解電路工作原理，先介紹一下楞次定律。楞次定律：電感總是“阻礙外電路通過電感的磁通（電流）的變化”，

6、即:外電路通過電感的磁通i （電流ij增大，電感將產(chǎn)生與'i （電流ij反向的磁 通2 （電流i2），阻礙外電路磁通i （電流h）的增大；外電路通過電感的i （電流ij減小，電感將產(chǎn)生與'i （電流ii）同向的磁通'2 （電 流i2），阻礙外電路1 （電流ij減小的減小。以下就Buck Boost穩(wěn)態(tài)電路的工作作一個簡要說明。假設一個周期的開始時間為：開關晶體管 Q1導通時（Turned On或Closed ）。此時輸入電壓完全跨在電感之上，電感的電流將成線性增加。由棱次定律，“外電路通過電感的電流ii增大，電感將產(chǎn)生與ii反向的電流i2，阻礙外電路電流ii的增大”。

7、外電路電流ii （主要是主電路電流）從同名端流出，原邊的同名端為負，異名端為正， 所以電感電壓Vi為“+”，電感所存儲的能量因此逐漸增加；變壓器副邊的同名端為 負，異名端為正，所以功率二極管反偏，負載所需的能量完全由輸出電容提供，此 時電容的電壓會有些降低（要看電容的大小）。當開關晶體的控制信號（電壓或電流），使開關晶體Q1不導通時（Turned Off或Opene©，此時外電路通過電感的電流i1急劇減小（幾乎為零），由楞次定律，“電感將產(chǎn)生與磁通i （電流h）同向的磁通2 （電流i2），阻礙外電路i （電流ii） 的減小”；外電路電流ii （主要是電感電流），從同名端流出，原邊的同

8、名端為正，異 名端為負，所以電感電壓Vi為“-”，變壓器副邊的同名端為正，異名端為負，所以 功率二極管正偏，變壓器副邊電壓大小恰等于輸出電壓。通過二極體的電感電流將 線性減少，除了提供給負載外，還給輸出電容充電（輸出電容的電壓會增高些）， 這個情形將持續(xù)到下一個周期開始為止。開關晶體導通的時間占整個周期的比率，稱為工作周期（Duty Cycle，簡稱為D）, D越大，表示電感充能的時間越長，依照“伏秒平衡”原理（后面介紹）， 輸出電壓一定越高。（四）公式推導以下公式推導時作如下假設：1）開關晶體與二極管均為理想元件，也就是導通時呈短路，不導通時呈斷 路。2）電感不會飽和，且電感值為不變的常數(shù)，

9、也就是 B H曲線為線性，且銅 損/鐵損忽略不計。3）電感與輸出電容構成的等效濾波器，可以有效的將輸出電壓濾成紋波很 小的直流電壓?；蛘哒f，電感與輸出電容構成低通濾波器的角頻率遠低于切換頻率。1.連續(xù)導通模式（）公式推導（1）在開關晶體ON的時間,0 r豈DTs(2.1 )VL(tp Vi1 tL(t)= L(0) - 0Vl( )dVit= L(0) L(2.2 )(2.3)(2.4 )iL(tp L(DTs)1tL DTsVL()d(2.5 )在t二DTs時，iL(DTs)= iL(0)(2)當開關晶體被OFF時,DT t Ts，二級管順偏導通，所以VL(t)V。當t = Ts時,iL(T

10、sP iL(DTs)-Vo(VD)Ts(2.6 )在穩(wěn)態(tài)操作情況下，iL(0)= (Ts)，將(2.3)代入(2.6 )得也就是ViDTs 7。（1- D）Ts（ 2.8）（2.8 ）就是所謂的“伏秒平衡” 定律。電感的電壓，對時間積分一個周期,結果為零，如此才可確保電感器不會飽和。由（2.8），可得輸出與輸入電壓關系式:匕 _D_VI 1 - D，當工作周期D小于0.5時，輸出電壓小于輸入電壓;當D大于0.5時，輸出電壓大于輸入電壓。（3）電路波形厶輸入端的電流波形，即開關晶體的電流為脈波形狀，實際應用中，必須加入濾 波器(C或LC才不會影響其他系統(tǒng)；二極管的電流也是脈波型，所以通過輸出電

11、容的紋波電流較大，所以使用的電容也需大，而且對等效串聯(lián)電阻ESR的要求也比較嚴格。備注：ESR是指在AC或DC下的串聯(lián)等效阻抗(Equivale nt Series Resista nee)Cdc ESRvuc o°R LeakESL 在 AC下 的串聯(lián)等效低電感(Equivale nt Series In dueta nee)。ESR ESLVAC0II匚1QCESR與頻率關系：電解電容的ESR會隨著使用頻率的上升而下降。廠商標稱的ESR是在一定工作頻率(120Hz,1KHz,100KHZ下的ESR見下表：t &3 V.Cl*V*2：5OV(ilC hF).63 V 1QQ

12、V2.不連續(xù)導通模式（D.C.M）公式推導以上所推導的公式是在連續(xù)導通模式 （Co ntin uous Con duction ModeC.C.M）下操作的Buck-Boost電路，也就是電感的電流恒高于零。它的物理意義是，電感的能量在（1-D）Ts的期間并未完全釋放。從圖上顯示，如果輸入與輸出電壓不變，電感與電容值也固定的情形下，負載電流與電感的平均電流成正比，當負載電流逐漸減小時，電感的平均電流也會逐漸降低，低到電感在某 一時段的瞬時電流為零。此時我們稱轉換器即將進入不連續(xù)導通模式（Discontinuous Conduction Mode D.C.M）操作。也就是說，電感的能量在充放之間

13、，會將能量完全的釋出。其實影響C.C.M./D.C.M.的因素不只是負載電流，以一個輸出電壓固定的穩(wěn)壓電路為例，切換頻率，電感大小，輸入電壓與負載電流，都會影響轉換器的操作模式，前兩者在設計階段制定，后兩者才是實際應用上主要的影響因素。于是C.C.M./D.C.M.存在一個以輸入電壓與負載電流的邊界線，在邊界上，恰好是電感電 流碰到零的操作點。（邊界線將在后面講述）在D.C.M.的工作模式下，轉換器有著與C.C.M.不同的特性，一般將一個工作周 期分成三個部分：D1Ts -開關晶體導通期間D2T -開關晶體被OFF且電感電流大于零期間D3Ts -開關晶體被OFF且電感電流等于零期間。(1)在0

14、到DiTs期間，即開關晶體導通期間，電感上依舊跨著輸入電壓，電感的電流也是線性上升，只不過是從零點上升在開關晶體ON期間，即0遼DiTs，VL(t) = Vi1 tL(t)= L(0) l 卜()d=VitL(2.10)(2.11)iL(DiTs)Vi DJsL(2.12)在t = DiTs時，(2)當開關晶體被OFF且電感電流大于零時,DJs空t豈(D D 2 )Ts，二級體順偏,Vl (t)二Vo(2.13)iL(t)二iL(DJs)1 tL D1TsVL( )diL(DTs) -V°(t- D1Ts)(2.14)當 t (D1D2 )Ts 時，iL(DD2)Ts= iL(DTs

15、)-VoD2Ts = 0(2.15)（3）由（2.14 ）可以看出，電感的電流以一個斜率下降，當電流降到零時,極體不再導通，負載所需的能量不再由電感提供，將由輸出電容負擔。這時電感電流為零，電感的電壓也為零，我們稱此轉換器已工作在D3Ts期間,D V D D2。（D< D2）Ts空t豈T期間，(2.16)iL(tP0(2.17)由2.12與2.15可得,VDTs = V0D2TS(2.18)（2.18 ）依舊是磁性元件“伏秒平衡”式子，如果由負載電流的角度（負載電流連續(xù)期間）來看，其大小恰等于通過二極體電流的平均值，也就是IV°= 2iL（DlTs）D2，（面積公式）由（2.1

16、5 ）可得V0D2TSLQTs) -l ，所以loWs2L(2.19)其中R為負載電阻值，將（2.18）化簡，得到d2得關系式,D2(2.20)代入（2.18 ）得,(2.21 )»糾“ l由以上得推導得知，在 D.C.M.工作的時候，工作周期Di與負載的輕重有關（2.20 ），這個現(xiàn)象與C.C.M.是不同的。從以上分析推論知（2.21 ）:輸入電壓低，切換頻率高，電感大，負載電流大 都有將轉換器推向C.C.M.的趨勢，這從公式推導和電路物理意義，都容易得到?，F(xiàn)在如果將切換頻率Ts，電感值L與輸出電壓V。固定，則可以得到一條代表C.C.M.與D.C.M.的邊界曲線公式：2 = V 由

17、(221)得D1VOD2_ Vid2 D1V|VO)2V|(V| Vo)2代入（2.19），得(2.22 )V°Ts Vi22L Vi2 VO2計。(4)電路曲線7?+1鋰-C5+ 5'R這條曲線在設計轉換器與分析轉換器的工作范圍都很重要，設計就是依此曲線設三、Flyback轉換器工作原理Flyback不同于Buck-Boost的地方，僅在于將電感器衍生成一個“耦合電感”， 也就是俗稱的“變壓器”，但不同于一般變壓器，耦合電感“實實在在”的存儲能 量，不只是變壓器的磁化能量。就是因為將電感變成耦合電感，所以可以將初 /次級隔離，而且利用匝數(shù)比的 控制，使轉換器的工作點設計更有

18、彈性。另外，多組輸出的應用更簡單容易。公式推導和Buck-Boost幾乎一樣，為更接近實際情況，將二極體順向壓降考 慮進去（在低輸出電壓時相差很大）。SD（一）先推導C.C.M.的工作情形（1）在開關晶體on期間，即0空t空DTs ,VLP（t）二 Vi（ 2.23）1 tiLP （tp iLP（0）0vlp（ ）dLP二 Ilp(O)嚴lp此時，二極體反偏不導通，負載電流全部由輸出電容提供。NsiLS(t) = 0在t二DT s時,心切廠心（0）Vi DTsLp（2）當開關晶體OFF時，二極體順偏,VLS (t )二一(V。VD )（2.24）（2.25）（2.26）（2.27）（2.28）

19、(2.29)1iLs(tp Ils(DTs)-NP加D“其中 iLs (DTs)二可以得到tVls( )dDTs(V。Vd)(DTs)LsNP i応IlpQTs）就是“變壓器公式”得到的。對應到初級側,NpVLP（t）（V。Vd）Ns心食）=0當t二Ts時，iLS(Ts) =NpNsiLp(DTs)V°(D)TsLS(2.30)(2.31 )(2.32 )由(2.27 ) 和 iLP(0)NSSiLs(0)Np,所以NpiLp(DTs) =Ns步心(0) “兀Ns.P iLs(0)LpN p ViDTsNsLpNp Vi DTs因為iLS仃s）二iLS（0）所以,Ns Lp二 V&#

20、176;(1 - D)Ts因為S = (_NP)2Ls(Ns)，所以ViD = (Vo Vd)(1 - D)Ns(2.33)Np (Vo Vd)D或 NsVi1 - D(2.34)（2.34）就是C.C.M.中輸出/輸入電壓關系式3）電路波形ItP：Ng亠+5C PR(5 + 5)ONOFF一 (5+5)觀察各元件的電壓與電流波形，除了耦合電感的特性外,Flyback電路確實與Buck-Boost電路完全類似，電流的導通模式都完全一樣(二) 公式推導(1)在 t = D1Ts 時,LpQTs)Vi DJsLp對應到次級側,Vls (t)NsNpViiLS(tp 0(2)當開關晶體被OFF的瞬間

21、，二極體順偏,(2.37)(2.38)(2.39)i LS ( D1TS )Np ViDJsNs LpNs Vi DiTsNp Ls在次級側電感電流大于零期間，DiTs -t-(Di D2)TsVLS (t) = - (VO VD )1 tiLS (t)二 i LS (DiTs)dT VLS( )dLS d1's(2.42)二 Ns ViDJs(V。VD)(t - DJs)N P LSLS在 t = (DD2)Ts 時，iLs(D1D2)TsP 0，所以(2.42)變成(2.43)NVi DiTs 二(Vo Vd)D2TsNP同樣可以得到“伏一秒平衡式”。由（2.42）可以看出，電感的

22、電流依一個斜率 下降，當電流降到零時【t = （Di D2）Ts】，電感的能量已消耗殆盡，二極管 不再導通，負載所需的能量不再由電感提供，轉由輸出電容負擔，這時電感的電流為零，相對電感的電壓也為零，我們稱工作在D3Ts期間。（3）D3 = 1 - Di - D2，VLP（t）二 VLs（t）二 0（2.44）i lp （t）二 i ls （t）二 0（2.45）負載電流大小恰為通過二極體電流的平均值，也就是I。= ¥ = 2iLs(DJs)D2R 2(Vo V°)D；Ts2Ls(2.46)其中，R為負載電阻值，將（2.46）化簡，可得關系式D22IoLs(Vo Vo 八，由

23、（2.43）可得,DiN p VoVdNs ViD2由以上的推導可知，在D.C.M.工作的時候，工作周期（Di）與負載的輕重有關,這個現(xiàn)象與C.C.M.是不同的。（4）電路波形lQNp % + 5)(5) C.C.M.與D.C.M.的分界線000如果將匝數(shù)比、電感值、切換頻率與輸出電壓固定，可推導出一條代表C.C.M.與D.C.M.的分界線公式:NSSViiTs(V。Vd)Np2LsNsNVip2(Vo Vd)與D.C.M.臨界線時電路波形:yr-（乙+5）0/ 0四、FL YBAC電路改進形式、 進的 flyback topology 電路（一）電路如下:(二) Improved Fly-Back 輸入輸出關系In put: 24Vdc ； Output: 330 Vdc/500W根據(jù)Improved Fly-Back電路工作原理，在Fly-Back電路穩(wěn)定工作時（運行工況Vo與導通比D變壓器匝數(shù)比n （ Ni /2）的:C.C.M.），推導輸入輸出電壓 M、關系；計算電容兩端電壓Vc。TiVldt(1)T27(15L2N2NiV ILi' I12（4）Vi （Vo 化）n 二 Vc由以上四個方程聯(lián)立求解，可以得到,Vi nV0n 1n（V。- Vi ）Vi nVoLi（備注:L2理論計算結果：可得:由 Vi = 24V、Vo = 330V、n 二 4 / 17D =