第3章 直流-交流變換

1、3-1 3-2逆變的概念 逆變與整流相對(duì)應(yīng)，直流電變成交流電。交流側(cè)接電網(wǎng)，為有源逆變有源逆變。交流側(cè)接負(fù)載，為無(wú)源逆變無(wú)源逆變。逆變與變頻變頻電路：分為交交變頻和交直交變頻兩種。交直交變頻由交直變換（整流）和直交變換兩部分組成，后一部分就是逆變。主要應(yīng)用各種直流電源，如蓄電池、干電池、太陽(yáng)能電池等。交流電機(jī)調(diào)速用變頻器、不間斷電源、感應(yīng)加熱電源等電力電子裝置的核心部分都是逆變電路。本章講述無(wú)源逆變3-33-4以單相橋式逆變電路單相橋式逆變電路為例說(shuō)明最基本的工作原理圖3-1 逆變電路及其波形舉例負(fù)載a)b)tS1S2S3S4iouoUduoiot1t2S1S4是橋式電路的4個(gè)臂，由電力電子器

2、件及輔助電路組成。3-5S1、S4閉合閉合，S2、S3斷開(kāi)斷開(kāi)時(shí)，負(fù)載電壓uo為正正。S1、S4斷開(kāi)斷開(kāi)，S2、S3閉合閉合時(shí)，負(fù)載電壓uo為負(fù)負(fù)。直流電交流電3-6 逆變電路最基本的工作逆變電路最基本的工作原理原理 改變兩組開(kāi)關(guān)切換頻率，可改變輸出交流電頻率。圖3-1 逆變電路及其波形舉例a)b)tuoiot1t2電阻負(fù)載電阻負(fù)載時(shí)，負(fù)載電流i io o和u uo o的波形相同，相位也相同。阻感負(fù)載阻感負(fù)載時(shí)，i io o相位滯后于u uo o，波形也不同。3-7換流換流電流從一個(gè)支路向另一個(gè)支路轉(zhuǎn)移的過(guò)程，也稱為換相換相。開(kāi)通：適當(dāng)?shù)拈T極驅(qū)動(dòng)信號(hào)就可使器件開(kāi)通。關(guān)斷：全控型器件可通過(guò)門極關(guān)

3、斷。半控型器件晶閘管，必須利用外部條件才能關(guān)斷。一般在晶閘管電流過(guò)零后施加一定時(shí)間反壓，才能關(guān)斷。研究換流方式主要是研究如何使器件關(guān)斷。本章?lián)Q流及換流方式問(wèn)題最為全面集中,因此安排在本章集中講述。3-81) 器件換流（Device Commutation）利用全控型器件的自關(guān)斷能力進(jìn)行換流。在采用IGBT 、電力MOSFET 、GTO 、GTR等全控型器件的電路中的換流方式是器件換流。2) 電網(wǎng)換流（Line Commutation）電網(wǎng)提供換流電壓的換流方式。將負(fù)的電網(wǎng)電壓施加在欲關(guān)斷的晶閘管上即可使其關(guān)斷。不需要器件具有門極可關(guān)斷能力，但不適用于沒(méi)有交流電網(wǎng)的無(wú)源逆變電路。3) 負(fù)載換流（

4、Load Commutation）4) 強(qiáng)迫換流（Forced Commutation）3-9圖3-2 負(fù)載換流電路及其工作波形 由負(fù)載提供換流電壓的換流方式。負(fù)載電流的相位超前于負(fù)載電壓的場(chǎng)合，都可實(shí)現(xiàn)負(fù)載換流。如圖是基本的負(fù)載換流負(fù)載換流電路，4個(gè)橋臂均由晶閘管組成。整個(gè)負(fù)載工作在接近并聯(lián)諧振狀態(tài)而略呈容性。直流側(cè)串電感，工作過(guò)程可認(rèn)為id 基本沒(méi)有脈動(dòng)。負(fù)載對(duì)基波的阻抗大而對(duì)諧波的阻抗小。所以u(píng)o接近正弦波接近正弦波。注意注意觸發(fā)VT2、VT3的時(shí)刻t1必須在uo過(guò)零前并留有足夠的裕量，才能使換流順利完成。?t?t?t?tOOOOiit1b)a)uouoioiouVTiVT1iVT4iV

5、T2iVT3uVT1uVT43-104)強(qiáng)迫換流（Forced Commutation）由換流電路內(nèi)電容直接提供換流電壓直接耦合式強(qiáng)迫換流通過(guò)換流電路內(nèi)的電容和電感的耦合來(lái)提供換流電壓或換流電流電感耦合式強(qiáng)迫換流設(shè)置附加的換流電路，給欲關(guān)斷的晶閘管強(qiáng)迫施加反壓或反電流的換流方式稱為強(qiáng)迫換流強(qiáng)迫換流。 通常利用附加電容上所儲(chǔ)存的能量來(lái)實(shí)現(xiàn)，因此也稱為電容換流電容換流。分類3-11 直接耦合式直接耦合式強(qiáng)迫換流 當(dāng)晶閘管VT處于通態(tài)時(shí)，預(yù)先給電容充電。當(dāng)S合上，就可使VT被施加反壓而關(guān)斷。 也叫電壓換流電壓換流。圖3-3直接耦合式強(qiáng)迫換流原理圖圖3-4 電感耦合式強(qiáng)迫換流原理圖 電感耦合式電感耦合

6、式強(qiáng)迫換流 先使晶閘管電流減為零，然后通過(guò)反并聯(lián)二極管使其加上反向電壓。 也叫電流換流電流換流。3-12換流方式總結(jié)：器件換流適用于全控型器件。其余三種方式針對(duì)晶閘管。器件換流和強(qiáng)迫換流屬于自換流。電網(wǎng)換流和負(fù)載換流屬于外部換流。當(dāng)電流不是從一個(gè)支路向另一個(gè)支路轉(zhuǎn)移，而是在支路內(nèi)部終止流通而變?yōu)榱?，則稱為熄滅熄滅。3-131）逆變電路的分類 根據(jù)直流側(cè)電源性質(zhì)的不同根據(jù)直流側(cè)電源性質(zhì)的不同電壓型逆變電路又稱為電壓源型逆變電路Voltage Source Type Inverter-VSTI直流側(cè)是電壓源電壓源電流型逆變電路又稱為電流源型逆變電路Current Source Type Inver

7、ter-VSTI直流側(cè)是電流源電流源3-142）電壓型逆變電路的特點(diǎn)圖3-5 電壓型全橋逆變電路 (1)直流側(cè)為電壓源或并聯(lián)大電容，直流側(cè)電壓基本無(wú)脈動(dòng)無(wú)脈動(dòng)。 (2)輸出電壓為矩形波，輸出電流因負(fù)載阻抗不同而不同。 (3)阻感負(fù)載時(shí)需提供無(wú)功功率。為了給交流側(cè)向直流側(cè)反饋的無(wú)功能量提供通道，逆變橋各臂并聯(lián)反饋二極管。3-15 3-161）半橋逆變電路u圖3-6 單相半橋電壓型逆變電路及其工作波形a)ttOOONb)oUm- -Umiot1t2t3t4t5t6V1V2V1V2VD1VD2VD1VD2工作原理V1和V2柵極信號(hào)在一周期內(nèi)各半周正偏、半周反偏，兩者互補(bǔ)，輸出電壓uo o為矩形波，幅

8、值為Um=Ud/2。V1或V2通時(shí)，io和uo o同方向，直流側(cè)向負(fù)載提供能量；VD1或VD2通時(shí)，i io o和u uo o反向，電感中貯能向直流側(cè)反饋。VD1、VD2稱為反饋二極管反饋二極管, ,它又起著使負(fù)載電流連續(xù)的作用，又稱續(xù)流二極管續(xù)流二極管。3-17優(yōu)點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：電路簡(jiǎn)單，使用器件少。缺點(diǎn)缺點(diǎn)：輸出交流電壓幅值為U Ud d/2/2，且直流側(cè)需兩電容器串聯(lián)，要控制兩者電壓均衡。應(yīng)用應(yīng)用：用于幾kW以下的小功率逆變電源。單相全橋、三相橋式都可看成若干個(gè)半橋逆變電路的組合。3-182) 全橋逆變電路共四個(gè)橋臂，可看成兩個(gè)半橋電路組合而成。兩對(duì)橋臂交替導(dǎo)通180。輸出電壓合電流波形與半橋電

9、路形狀相同，幅值高出一倍。改變輸出交流電壓的有效值只能通過(guò)改變直流電壓Ud來(lái)實(shí)現(xiàn)。圖3-7 單相全橋逆變電路的移相調(diào)壓方式tOtOtOtOtO? ?b)uG1uG2uG3uG4uoiot1t2t3iouo3-19阻感負(fù)載時(shí)，還可采用移相得方式來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓移相調(diào)壓移相調(diào)壓。a)圖3-7 單相全橋逆變電路的移相調(diào)壓方式tOtOtOtOtO? ?b)uG1uG2uG3uG4uoiot1t2t3iouoV3的基極信號(hào)比V1落后q （0 q 180 ）。V3、V4的柵極信號(hào)分別比V2、V1的前移180q。輸出電壓是正負(fù)各為q的脈沖。 改變q就可調(diào)節(jié)輸出電壓。3-203） 帶中心抽頭變壓器的逆變電路圖3

10、-8 帶中心抽頭變壓器的逆變電路 Ud和負(fù)載參數(shù)相同，變壓器匝比為1：1：時(shí)，uo和io o波 形及幅值與全橋逆變電路完全相同。 與全橋電路的比較： 比全橋電路少用一半開(kāi)關(guān)器件。 器件承受的電壓為2Ud，比全橋電路高 一倍。 必須有一個(gè)變壓器 。交替驅(qū)動(dòng)兩個(gè)IGBT，經(jīng)變壓器耦合給負(fù)載加上矩形波交流電壓。兩個(gè)二極管的作用也是提供無(wú)功能量的反饋通道。3-21三個(gè)單相逆變電路可組合成一個(gè)三相逆變電路應(yīng)用最廣的是三相橋式逆變電路三相橋式逆變電路圖3-9 三相電壓型橋式逆變電路3-22 基本工作方式180導(dǎo)電方式導(dǎo)電方式圖圖3-10電壓型三相橋式逆變電路的工作波形tOtOtOtOtOtOtOtOa)b

11、)c)d)e)f)g)h)uUNuUNuUViUiduVNuWNuNNUdUd2Ud3Ud62 Ud3每橋臂導(dǎo)電180，同一相上下兩臂交替導(dǎo)電，各相開(kāi)始導(dǎo)電的角度差120 。任一瞬間有三個(gè)橋臂同時(shí)導(dǎo)通。每次換流都是在同一相上下兩臂之間進(jìn)行，也稱為縱向換流縱向換流。3-23波形分析負(fù)載各相到電源中點(diǎn)N的電壓：U相，1通，uUN=Ud/2，4通，uUN=-Ud/2。負(fù)載線電壓負(fù)載相電壓 UNWNWUWNVNVWVNUNUVuuuuuuuuu NN WNWN NN VNVN NN UNUNuuuuuuuuu圖圖3-10電壓型三相橋式逆變電路的工作波形tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e

12、)f)g)h)uUNuUNuUViUiduVNuWNuNNUdUd2Ud3Ud62 Ud33-24 負(fù)載中點(diǎn)和電源中點(diǎn)間電壓 (3-6)負(fù)載三相對(duì)稱時(shí)有uUN+uVN+uWN=0，于是 (3-7) 負(fù)載已知時(shí)，可由uUN波形求出iU波形。 一相上下兩橋臂間的換流過(guò)程和半橋電路相似。 橋臂1、3、5的電流相加可得直流側(cè)電流id的波形，id每60脈動(dòng)一次，直流電壓基本無(wú)脈動(dòng)，因此逆變器從交流側(cè)向直流側(cè)傳送的功率是脈動(dòng)的，電壓型逆變電路的一個(gè)特點(diǎn)。 防止同一相上下兩橋臂的開(kāi)關(guān)器件同時(shí)導(dǎo)通而引起直流側(cè)電源短路，應(yīng)采取“先斷后通” 數(shù)量分析見(jiàn)教材。 )(31)(31WNVNUN WN VN UN NNu

13、uuuuuu)(31 WN VN UNNNuuuu3-25電流型逆變電路主要特特點(diǎn)點(diǎn) (1) 直流側(cè)串大電感，電流基 本無(wú)脈動(dòng)，相當(dāng)于電流源。直流電源為電流源的逆變電路稱為電流型逆變電流型逆變電路電路。圖3-11 電流型三相橋式逆變電路 (2) 交流輸出電流為矩形波，與負(fù)載阻抗角無(wú)關(guān)。輸出電壓波形和相位 因負(fù)載不同而不同。 (3)直流側(cè)電感起緩沖無(wú)功能量的作用，不必給開(kāi)關(guān)器件反并聯(lián)二極管。電流型逆變電路中，采用半控型器件的電路仍應(yīng)用較多。換流方式有負(fù)載換流、強(qiáng)迫換流。3-26 3-271) 電路原理圖3-12 單相橋式電流型（并聯(lián)諧振式）逆變電路由四個(gè)橋臂構(gòu)成，每個(gè)橋臂的晶閘管各串聯(lián)一個(gè)電抗器

14、，用來(lái)限制晶閘管開(kāi)通時(shí)的di/dt。工作方式為負(fù)載換相負(fù)載換相。電容C和L 、R構(gòu)成并聯(lián)諧振電路。輸出電流波形接近矩形波，含基波和各奇次諧波，且諧波幅值遠(yuǎn)小于基波。3-28tOtOtOtOtOtOtOtOuG1,4uG2,3iTioIdt1t2t3t4t5t6t7tfuotguABtdtbIdiVT1,4iVT2,3uVT2,3uVT1,4圖3-13并聯(lián)諧振式逆變電路工作波形2) 工作分析一個(gè)周期內(nèi)有兩個(gè)一個(gè)周期內(nèi)有兩個(gè)導(dǎo)通階段和兩個(gè)換導(dǎo)通階段和兩個(gè)換流階段。流階段。t t1 1 t t2 2：VT1和VT4穩(wěn)定導(dǎo)通階段穩(wěn)定導(dǎo)通階段，i i= =I Id d，t t2 2時(shí)刻前在C上建立了左正

15、右負(fù)的電壓。t t2 2 t t4 4：t t2 2時(shí)觸發(fā)VT2和VT3開(kāi)通，進(jìn)入換流階段換流階段。 LT使VT1、VT4不能立刻關(guān)斷，電流有一個(gè)減小過(guò)程。VT2、VT3電流有一個(gè)增大過(guò)程。 4個(gè)晶閘管全部導(dǎo)通，負(fù)載電容電壓經(jīng)兩個(gè)并聯(lián)的放電回路同時(shí)放電。 LT1、VT1、VT3、LT3到C；另一個(gè)經(jīng)LT2、VT2、VT4、LT4到C。3-29t=t4時(shí)，VT1、VT4電流減至零而關(guān)斷，換流階段結(jié)束。t3-t2= tg g 稱為換流時(shí)間換流時(shí)間。保證晶閘管的可靠關(guān)斷保證晶閘管的可靠關(guān)斷晶閘管需一段時(shí)間才能恢復(fù)正向阻斷能力，換流結(jié)束后還要使VT1、VT4承受一段反壓時(shí)間tb。tb b= t5- t

16、4應(yīng)大于晶閘管的關(guān)斷時(shí)間tq。 。io在t3時(shí)刻，即iVT1=iVT2時(shí)刻過(guò)零，t3時(shí)刻大體位于t2和t4的中點(diǎn)。tOtOtOtOtOtOtOtOuG1,4uG2,3iTioIdt1t2t3t4t5t6t7tfuotguABtdtbIdiVT1,4iVT2,3uVT2,3uVT1,4圖3-13并聯(lián)諧振式逆變電路工作波形3-30為保證可靠換流應(yīng)在uo過(guò)零前td d= t5- t2時(shí)刻觸發(fā)VT2、VT3 。. td 為觸發(fā)引前時(shí)間觸發(fā)引前時(shí)間 (3-16)io超前于uo的時(shí)間 (3-17)表示為電角度 (3-18) w為電路工作角頻率；g、b分別是tg g、tb b對(duì)應(yīng)的電角度。忽略換流過(guò)程，io

17、可近似成矩形波，展開(kāi)成傅里葉級(jí)數(shù) (3-19)基波電流有效值 (3-20)負(fù)載電壓有效值Uo和直流電壓Ud的關(guān)系（忽略Ld的損 耗，忽略晶閘管壓降） (3-21)tttbgttt2bgwbg22tttttIiwww5sin513sin31sin4dodd1o9 . 024IIIcos11. 1cos22ddoUUU3-31實(shí)際工作過(guò)程中，感應(yīng)線圈參數(shù)隨時(shí)間變化，必須使工作頻率適應(yīng)負(fù)載的變化而自動(dòng)調(diào)整，這種控制方式稱為自勵(lì)方式自勵(lì)方式。固定工作頻率的控制方式稱為他勵(lì)方式他勵(lì)方式。自勵(lì)方式存在起動(dòng)問(wèn)題，解決方法： 先用他勵(lì)方式，系統(tǒng)開(kāi)始工作后再轉(zhuǎn)入自勵(lì)方式。 附加預(yù)充電起動(dòng)電路。3-321) 電路

18、分析 基本工作方式是120導(dǎo)電方式導(dǎo)電方式每個(gè)臂一周期內(nèi)導(dǎo)電120，每個(gè)時(shí)刻上下橋臂組各有一個(gè)臂導(dǎo)通，換流方式為橫向換流橫向換流。itOtOtOtOIdiViWuUVU圖3-14 電流型三相橋式逆變電路的輸出波形 圖3-11 電流型三相橋式逆變電路2) 波形分析輸出電流波形和負(fù)載性質(zhì)無(wú)關(guān)，正負(fù)脈沖各120的矩形波。輸出電流和三相橋整流帶大電感負(fù)載時(shí)的交流電流波形相同，諧波分析表達(dá)式也相同。輸出線電壓波形和負(fù)載性質(zhì)有關(guān)，大體為正弦波。輸出交流電流的基波有效值。3-33串聯(lián)二極管式晶閘管逆變電路圖3-15 串聯(lián)二極管式晶閘管逆變電路 主要用于中大功率交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)。是電流型電流型三相橋式逆變電

19、路。各橋臂的晶閘管和二極管串聯(lián)使用。120導(dǎo)電工作方式導(dǎo)電工作方式，輸出波形和圖3-14的波形大體相同。強(qiáng)迫換流強(qiáng)迫換流方式，電容C1C6為換流電容。3-34- - +U VW+ - -U VWa)+ - -U VWb)- - +UVWc)d)VT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdiViViU=Id- -iV圖3-16 換流過(guò)程各階段的電流路徑換流過(guò)程分析電容器所充電壓的規(guī)律電容器所充電壓的規(guī)律： 對(duì)于共陽(yáng)極晶閘管，它與導(dǎo)通晶閘管相連一端極性為正，另

20、一端為負(fù)，不與導(dǎo)通晶閘管相連的電容器電壓為零。等效換流電容概念等效換流電容概念： 分析從VT1向VT3換流時(shí)，圖3-16中的C13就是圖3-14中的C3與C5串聯(lián)后再與C1并聯(lián)的等效電容。圖3-15 串聯(lián)二極管式晶閘管逆變電路 3-35 分析從從VTVT1 1向向VTVT3 3換流換流的過(guò)程: 假設(shè)換流前VT1和VT2通，C13電壓UC0左正右負(fù)。如圖3-16a。 換流階段分為恒流放電恒流放電和二極管換二極管換流流兩個(gè)階段。t t1 1時(shí)刻觸發(fā)VT3導(dǎo)通導(dǎo)通，VT1被施以反壓而關(guān)斷關(guān)斷。 Id從VT1換到VT3，C13通過(guò)VD1、U相負(fù)載、W相負(fù)載、VD2、VT2、直流電源和VT3放電，放電電

21、流恒為Id，故稱恒流放電階段恒流放電階段。如圖3-16b。 uC13下降到零之前，VT1承受反壓，反壓時(shí)間大于tq就能保證關(guān)斷。圖3-16 換流過(guò)程各階段的電流路徑 a) b）+- -UVW+- -UVWVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13Id3-36- -+UVW- -+UVWVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13iViViU=Id- -iV圖3-16 換流過(guò)程各階段的電流路徑c) d）t t2 2時(shí)刻u uC13C13降到零，之后C13反向充電。忽略負(fù)載電阻壓降，則二極管VD3導(dǎo)通，電流為

22、i iV V，VD1電流為i iU U= =I Id d- -i iV V，VD1和VD3同時(shí)通，進(jìn)入二極二極管換流階段管換流階段。 隨著C13電壓增高，充電電流漸小，iV漸大，t3時(shí)刻iU減到零，iV=Id，VD1承受反壓而關(guān)斷，二極管換流階段結(jié)束結(jié)束。 t3以后，VT2、VT3穩(wěn)定導(dǎo)通穩(wěn)定導(dǎo)通階段階段。3-37波形分析電感負(fù)載時(shí)，u uC13C13、i iU U、i iV V及u uC1C1、u uC3C3、u uC5C5波形。u uC1C1的波形和u uC13C13完全相同，從UC0降為UC0 。C3和C5是串聯(lián)后再和C1并聯(lián)的，電壓變化的幅度是C1的一半。u uC3C3從零變到-U U

23、C0C0，u uC5C5從U UC0C0變到零。這 些 電 壓 恰 好 符 合 相 隔120后從VT3到VT5換流時(shí)的要求。ttOuOiUCOuC13uC5uC3- -UCOIdiUiVt1t2t3圖3-17 串聯(lián)二極管晶閘管逆變電路換流過(guò)程波形3-38實(shí)例：無(wú)換向器電動(dòng)機(jī)電流型三相橋式逆變器驅(qū)動(dòng)同步電動(dòng)機(jī)，負(fù)載換流。工作特性和調(diào)速方式和直流電動(dòng)機(jī)相似，但無(wú)換向器，因此稱為無(wú)換向器電動(dòng)機(jī)。圖3-18 無(wú)換相器電動(dòng)機(jī)的基本電路3-39wtuuuuOOOOOwtwtwtOwtwtVT4導(dǎo)通UVWiViWiUudMVT1導(dǎo)通VT3導(dǎo)通VT6導(dǎo)通VT5導(dǎo)通VT2導(dǎo)通uVT1BQ轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)器轉(zhuǎn)子位置檢

24、測(cè)器，檢測(cè)磁極位置以決定什么時(shí)候給哪個(gè)晶閘管發(fā)出觸發(fā)脈沖。圖3-19 無(wú)換相器電動(dòng)機(jī)電路工作波形圖3-18 無(wú)換相器電動(dòng)機(jī)的基本電路3-40電壓型電壓型逆變電路輸出電壓是矩形波，電流型電流型逆變電路輸出電流是矩形波，含有較多諧波。多重逆變電路多重逆變電路把幾個(gè)矩形波組合起來(lái)，接近正弦。多電平逆變電路多電平逆變電路輸出較多電平，使輸出接近正弦。3-41 3-42多重逆變電路多重逆變電路 電壓型、電流型都可多重化，以電壓型電壓型為例。單相電壓型二重逆變電路兩個(gè)單相全橋逆變電路組成，輸出通過(guò)變壓器T1和T2串聯(lián)起來(lái)。輸出波形：兩個(gè)單相的輸出u1和u2是180矩形波。圖3-21 二重逆變電路的工作波形

25、12060180tOtOtO三次諧波三次諧波u1u2uo圖3-20 二重單相逆變電路3-43 u1和u2相位錯(cuò)開(kāi) =60,其中的3次諧波就錯(cuò)開(kāi)了 360=180。變壓器串聯(lián)合成后，3次諧波互相抵消，總輸出電壓中不含3次諧波。uo波形是120矩形波，含6k1次諧波，3k次諧波都被抵消。多重逆變電路有串聯(lián)多重和并聯(lián)多重兩種串聯(lián)多重串聯(lián)多重把幾個(gè)逆變電路的輸出串聯(lián)起來(lái)，多用于電壓型電壓型。并聯(lián)多重并聯(lián)多重把幾個(gè)逆變電路的輸出并聯(lián)起來(lái)，多用于電流型電流型。12060180tOtOtO三次諧波三次諧波u1u2uo圖3-21 二重逆變電路的工作波形圖3-20 二重單相逆變電路3-44三相電壓型二重逆變電路

26、三相電壓型二重逆變電路的工作原理圖3-22 三相電壓型二重逆變電路 由兩個(gè)三相橋式逆變電路構(gòu)成，輸出通過(guò)變壓器串聯(lián)合成。 兩個(gè)逆變電路均為180導(dǎo)通方式。 逆變橋II的相位逆變橋I滯后30。 T1為/ Y聯(lián)結(jié)，線電壓變比為 （一次和二次繞組匝數(shù)相等)。 T2一次側(cè)聯(lián)結(jié)，二次側(cè)兩繞組曲折星形接法，其二次電壓相對(duì)于一次電壓而言，比T1的接法超前30，以抵消逆變橋II比逆變橋I滯后的30。這樣，uU2和uU1的基波相位就相同。3-45 由圖3-24可看出uUN比uU1接近正弦波。 具體數(shù)量關(guān)系見(jiàn)教材P147。 直流側(cè)電流每周期脈動(dòng)12次，稱為12脈波逆變電路脈波逆變電路。 使m個(gè)三相橋逆變電路的相位

27、依次錯(cuò)開(kāi) /(3m)，連同合成輸出電壓并抵消上述相位差的變壓器，就可構(gòu)成6m的脈波逆變電路。UA21UUNUU2-UB22UU1(UA1)tOtOtOtOtO3131)(1+)UU1UA21-UB22UU2UUN(UA1)UdUd32Ud31Ud32Ud(1+Ud31Ud圖3-23 二次側(cè)基波電壓合成相量圖 圖3-24 三相電壓型二重逆變電路波形圖 3-46 回顧圖3-9三相電壓型橋式逆變電路和圖3-10的波形。 以N為參考點(diǎn)，輸出相電壓有U Ud d/2/2和-U-Ud d/2/2兩種電平，稱為兩電平逆變電路兩電平逆變電路。圖3-10 電壓型三相橋式逆變電路的工作波形tOtOtOtOtOtO

28、tOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uUNuUNuUViUiduVNuWNuNNUdUd2Ud3Ud62 Ud33-47 三電平逆變電路三電平逆變電路也稱中點(diǎn)鉗位型中點(diǎn)鉗位型（Neutral Point Clamped） 逆變電路逆變電路每橋臂由兩個(gè)全控器件串聯(lián)構(gòu)成，兩者中點(diǎn)通過(guò)鉗位二極管和直流側(cè)中點(diǎn)相連 。圖3-25 三電平逆變電路3-48 以U U相相為例分析工作情況V11和V12（或VD11和VD12）通，V41和V42斷，UO間電位差為Ud/2。V41和V42（或VD41和VD42）通，V11和V12斷，UO間電位差為-Ud/2。V12和V41導(dǎo)通，V11和V42關(guān)斷時(shí)，UO間電位

29、差為0。V12和V41不能同時(shí)導(dǎo)通。i iU U00時(shí)，V12和VD1導(dǎo)通。i iU U0SPWM波Out如何用一系列等幅不等寬的脈沖等幅不等寬的脈沖來(lái)代替一個(gè)正弦半波Out3-56Ou t若要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。OutSPWM波Out如何用一系列等幅不等寬的脈沖等幅不等寬的脈沖來(lái)代替一個(gè)正弦半波Out3-57OwtUd-Ud對(duì)于正弦波的負(fù)半周，采取同樣的方法，得到PWM波形，因此正弦波一個(gè)完整周期的等效PWM波為：OwtUd-Ud根據(jù)面積等效原理，正弦波還可等效為下圖中的PWM波，而且這種方式在實(shí)際應(yīng)用中更為廣泛。3-58等等幅幅PWM波波 輸入電源是恒定直

30、流第 4 章 的 直 流 斬 波 電 路 3.5.2節(jié)的PWM逆變電路3.5.4節(jié)的PWM整流電路不等幅不等幅PWM波波 輸入電源是交流或不是恒定的直流 5.1節(jié)的斬控式交流調(diào)壓電路 5.4節(jié)的矩陣式變頻電路OwtU-UUot3-592）PWM電流波 電流型逆變電路進(jìn)行PWM控制，得到的就是PWM電流波。PWM波可等效的各種波形直流斬波電路 直流波形SPWM波 正弦波形等效成其他所需波形，如:l 所需波形 l 等效的PWM波0s5m s10m s15m s20m s25m s30m s-20V0V20V3-60目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)。逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場(chǎng)

31、合。本節(jié)內(nèi)容構(gòu)成了本章的主體。PWM逆變電路也可分為電壓型電壓型和電流型電流型兩種，目前實(shí)用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路。3-61 3-621）計(jì)算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計(jì)算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開(kāi)關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形。本法較繁瑣，當(dāng)輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化。3-63 工作時(shí)V1和V2通斷互補(bǔ)，V3和V4通斷也互補(bǔ)。 以u(píng)o正半周為例，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷。 負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)。 負(fù)載電流為正的區(qū)間，V1和V4導(dǎo)通時(shí)，uo等于Ud 。2）調(diào)制法圖3

32、-4 單相橋式PWM逆變電路結(jié)合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對(duì)調(diào)制法進(jìn)行說(shuō)明3-642）調(diào)制法圖3-4 單相橋式PWM逆變電路 V4關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過(guò)V1和VD3續(xù)流，uo=0 負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間， V1和V4仍導(dǎo)通，io為負(fù)，實(shí)際上io從VD1和VD4流過(guò)，仍有uo=Ud 。 V4關(guān)斷V3開(kāi)通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0。 uo總可得到Ud和零兩種電平。 uo負(fù)半周，讓V2保持通，V1保持?jǐn)?，V3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平。3-653）單極性PWM控制方式（單相橋逆變）（單相橋逆變） ur正半周正半周，V1保持通通，V2保持?jǐn)鄶唷．?dāng)uruc時(shí)使V4通，V3斷，uo

33、=Ud 。當(dāng)uruc時(shí)時(shí)，給V1和V4導(dǎo)通信號(hào)，給V2和V3關(guān)斷信號(hào)。 如如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通， uo=Ud 。 當(dāng)當(dāng)uruc時(shí)時(shí)，給V2和V3導(dǎo)通信號(hào)，給V1和V4關(guān)斷信號(hào)。 如如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud 。圖3-6 雙極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd- Ud在ur和uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制IGBT的通斷。3-67圖3-5 雙極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd- Ud圖3-5 單極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd- Ud 對(duì)照上述兩圖可以看出，單相橋式電路既可采取單極性

34、調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制，由于對(duì)開(kāi)關(guān)器件通斷控制的規(guī)律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。3-684）雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）（三相橋逆變）圖3-7 三相橋式PWM型逆變電路 三相的PWM控制公用三角波載波uc 三相的調(diào)制信號(hào)urU、urV和urW依次相差1203-69ucurUurVurWuuUNuVNuWNuUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32 Ud圖3-7 三相橋式PWM型逆變電路 圖3-8 三相橋式PWM逆變電路波形 下面以U相為例分析控制規(guī)律控制規(guī)律： 當(dāng)urUuc時(shí)，給V1導(dǎo)通信號(hào)，給V4關(guān)斷信號(hào)，uUN=U

35、d/2。 當(dāng)urUuc時(shí)，給V4導(dǎo)通信號(hào)，給V1關(guān)斷信號(hào)，uUN=-Ud/2。 當(dāng)給V1(V4)加導(dǎo)通信號(hào)時(shí)，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是VD1(VD4)導(dǎo)通。 uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2兩種電平。 uUV波形可由uUN-uVN得出，當(dāng)1和6通時(shí)，uUV=Ud，當(dāng)3和4通時(shí)，uUV=Ud，當(dāng)1和3或4和6通時(shí)，uUV=0。3-70 輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構(gòu)成 負(fù)載相電壓PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成。 防直通的死區(qū)時(shí)間同一相上下兩臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間。死區(qū)時(shí)間的長(zhǎng)短

36、主要由開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)間決定。死區(qū)時(shí)間會(huì)給輸出的PWM波帶來(lái)影響，使其稍稍偏離正弦波。ucurUurVurWuuUNuVNuWNuUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32 Ud圖3-7 三相橋式PWM型逆變電路 圖3-8 三相橋式PWM逆變電路波形 3-715）特定諧波消去法 (Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM)這是計(jì)算法中一種較有代表性的方法。輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各3次（不包括0和），共6個(gè)開(kāi)關(guān)時(shí)刻可控。為減少諧波并簡(jiǎn)化控制，要盡量使波形對(duì)稱。圖3-9 特定諧波消去法的輸出PWM

37、波形OwtuoUd- Ud2 a1a2a33-72首先，為消除偶次諧波，使波形正負(fù)兩半周期鏡對(duì)稱，即(3-1)()(wwtutu其次，為消除諧波中余弦項(xiàng)，應(yīng)使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以/2為軸線對(duì)稱 (3-2)()(tutuww同時(shí)滿足式（3-1）、（3-2）的波形稱為四分之一周期對(duì)稱波形，用傅里葉級(jí)數(shù)表示為 (3-3) 式中，an為, 5 , 3 , 1sin)(nntnatuww20dsin)(4wwwttntuan3-73圖3-9，能獨(dú)立控制a a1、a a 2和a a 3共3個(gè)時(shí)刻。該波形的an為 式中n=1,3,5,)cos2cos2cos21(2d)sin2(dsin2d)s

38、in2(dsin2432120332211aaawwwwwwwwaaaaaannnnUttnUttnUttnUttnUadddddnOwtuoUd- Ud2 a1a2a3確定a1的值，再令兩 個(gè) 不 同 的an=0(n=1,3,5)，就可建三個(gè)方程，求得a1、a2和a3 。圖3-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形3-74消去兩種特定頻率的諧波在三相對(duì)稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消。可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程：給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1變，a1、a2和a3也相應(yīng)改變。0)7cos27cos27cos21(720)5cos25cos25cos21(52

39、)cos2cos2cos21(2321d7321d5321d1aaaaaaaaaUaUaUa（3-5）3-75 一般在輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對(duì)稱，k個(gè)開(kāi)關(guān)時(shí)刻可控，除用一個(gè)自由度控制基波幅值外，可消去k1個(gè)頻率的特定諧波。 k的取值越大，開(kāi)關(guān)時(shí)刻的計(jì)算越復(fù)雜。 除計(jì)算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在3.5.3節(jié)介紹。3-76根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制異步調(diào)制和同步調(diào)制同步調(diào)制。 通常保持fc固定不變，當(dāng)fr變化時(shí)，載波比N是變化的 在信號(hào)波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不

40、對(duì)稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱 當(dāng)fr較低時(shí)，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對(duì)稱產(chǎn)生的不利影響都較小 當(dāng)fr增高時(shí)，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大載波比載波比載波頻率fc與調(diào)制信號(hào)頻率fr之比，N= fc / fr1） 異步調(diào)制異步調(diào)制載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不同步的調(diào)制方式3-772） 同步調(diào)制同步調(diào)制載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)保持同步的調(diào)制方式，當(dāng)變頻時(shí)使載波與信號(hào)波保持同步，即N等于常數(shù)。ucurUurVurWuuUNuVNOttttOOOuWN2Ud2Ud圖3-10 同步調(diào)制三相PWM波形 基本同步調(diào)制方式，fr變化時(shí)N不變，信號(hào)波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。

41、 三相電路中公用一個(gè)三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對(duì)稱。 為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱，N應(yīng)取奇數(shù)。 fr很低時(shí)，fc也很低，由調(diào)制帶來(lái)的諧波不易濾除。 fr很高時(shí)，fc會(huì)過(guò)高，使開(kāi)關(guān)器件難以承受。3-783）分段同步調(diào)制分段同步調(diào)制異步調(diào)制和同步調(diào)制的綜合應(yīng)用。把整個(gè)fr范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段的N不同。在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過(guò)高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過(guò)低。01.62.02.410203040506070802011479969453321圖6-11fr /Hzfc /kHz為防止fc在切

42、換點(diǎn)附近來(lái)回跳動(dòng)，采用滯后切換的方法。同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機(jī)控制時(shí)容易實(shí)現(xiàn)。可在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來(lái)，和分段同步方式效果接近。圖3-11 分段同步調(diào)制方式舉例3-791）自然采樣法： 按照SPWM控制的基本原理產(chǎn)生的PWM波的方法，其求解復(fù)雜，難以在實(shí)時(shí)控制中在線計(jì)算，工程應(yīng)用不多。ucuOturTcA DBOtuotAtDtBdd d 2d2d圖3-12 規(guī)則采樣法 2）規(guī)則采樣法 工程實(shí)用方法，效果接近自然采 樣法，計(jì)算量小得多。3-80 三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc 。 自然采樣法中，脈沖中點(diǎn)不和三角波(負(fù)

43、峰點(diǎn))重合。 規(guī)則采樣法使兩者重合，使計(jì)算大為減化。 如圖所示確定A、B點(diǎn)，在tA和tB時(shí)刻控制開(kāi)關(guān)器件的通斷。 脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。 規(guī)則采樣法原理原理ucuOturTcA DBOtuotAtDtBdd d 2d2d圖3-12 規(guī)則采樣法 3-81規(guī)則采樣法計(jì)算公式推導(dǎo)正弦調(diào)制信號(hào)波taursinrw三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度)sin1 (421DrcctaTTwdd(3-7)a稱為調(diào)制度調(diào)制度，0a1；wr為信號(hào)波角頻率從圖3-12得,2/22/sin1cDrTtadw)sin1(2DrctaTwd (3-6)ucuOturTcA DBOtuotAtDt

44、Bdd d 2d2d圖3-12 規(guī)則采樣法 3-823）三相橋逆變電路三相橋逆變電路的情況三角波載波公用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為dU、d V和d W，同一時(shí)刻三相調(diào)制波電壓之和為零，由式(3-6)得 由式(3-7)得23cWVUTddd43c W V UTddd利用以上兩式可簡(jiǎn)化三相SPWM波的計(jì)算(3-8)(3-9)3-83使用載波對(duì)正弦信號(hào)波調(diào)制，會(huì)產(chǎn)生和載波有關(guān)的諧波分量。諧波頻率和幅值頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標(biāo)之一。分析以雙極性雙極性SPWM波形為準(zhǔn)。同步調(diào)制可看成異步調(diào)制的特殊特殊情況

45、，只分析異步調(diào)制方式。分析方法以載波周期為基礎(chǔ)，再利用貝塞爾函數(shù)貝塞爾函數(shù)推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級(jí)數(shù)傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式。盡管分析過(guò)程復(fù)雜，但結(jié)論簡(jiǎn)單而直觀。3-84c + kr)角頻率 (nww100 2+-1234+-0 2+-4+-0 1+-3+-5+-諧 波 振幅0.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0圖3-13，不同a時(shí)單相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。1）單相的分析結(jié)果諧波角頻率為:10)-(6rcwwkn式中，n=1,3,5,時(shí)，k=0,2,4, ； n=2,4,6,時(shí)，k=1,3,5, PWM波中不含低次諧波，只含wc及其附近的諧波以及

46、2wc、3wc等及其附近的諧波。圖3-13 單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖3-852）三相的分析結(jié)果公用載波信號(hào)時(shí)的情況 輸出線電壓中的諧波角頻率為11)-(6rcwwkn式中，n=1,3,5,時(shí)，k=3(2m1)1，m=1,2,； n=2,4,6,時(shí)，。,2,116,1,016mmmmk 圖3-14，不同a時(shí)三相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。 公用載波信號(hào)時(shí)的情況。100 2+-1234+-0 2+-4+-0 1+-3+-5+-0.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角頻率( nwc + kwr)圖3-14 三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖

47、諧 波 振幅3-86 三相和單相比較，共同點(diǎn)是都不含低次諧波，一個(gè)較顯著的區(qū)別是載波角頻率wc整數(shù)倍的諧波沒(méi)有了，諧波中幅值較高的是是wc2wr和2wcwr。 SPWM波中諧波主要是角頻率為wc、2wc及其附近的諧波，很容易濾除。 當(dāng)調(diào)制信號(hào)波不是正弦波時(shí)，諧波由兩部分組成：一部分是對(duì)信號(hào)波本身進(jìn)行諧波分析所得的結(jié)果，另一部分是由于信號(hào)波對(duì)載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。諧波分析小結(jié)3-87直流電壓利用率直流電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力。減少器件的開(kāi)關(guān)次數(shù)可以降低開(kāi)關(guān)損耗。正弦

48、波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時(shí)，輸出線電壓的基波幅值為 ，直流電壓利用率為0.866，實(shí)際還更低。梯形波調(diào)制方法的思路采用梯形波作為調(diào)制信號(hào)，可有效提高直流電壓利用率。當(dāng)梯形波幅值和三角波幅值相等時(shí)，梯形波所含的基波分量幅值更大。dU) 2/3(3-88ucurUurVurWuuUNOwtOwtOwtOwtuVNuUV圖3-15 梯形波為調(diào)制信號(hào)的PWM控制 1）梯形波調(diào)制方法的原理及波形梯 形 波 的 形 狀 用 三 角 化 率三 角 化 率 s =Ut/Uto描述，Ut為以橫軸為底時(shí)梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長(zhǎng)后相交所形成的三角形的高。s =0時(shí)梯形波變?yōu)榫匦?/p>

49、波，s =1時(shí)梯形波變?yōu)槿遣āＬ菪尾ê痛沃C波，PWM波含同樣的低次諧波。低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為d 。3-89圖3-16，d 和U1m /Ud隨s 變化的情況。圖3-17，s 變化時(shí)各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。U,d00.20.4 d0.81.01.21mUdUdU1m圖3-16 s 變化時(shí)的d 和直流電壓利用率 s0.2 0.4 0.6 0.8 1.0s5wr00.10.27wr11wr13wrU1mUmn圖3-17 s 變化時(shí)的各次諧波含量 梯形波調(diào)制的缺點(diǎn)：輸出波形中含5次、7次等低次諧波s = 0.4時(shí)

50、，諧波含量也較少， 約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好。d3-902）線電壓控制方式uucr1uOwturur1uOwtur3圖3-18 疊加3次諧波的調(diào)制信號(hào)對(duì)兩個(gè)線電壓進(jìn)行控制，適當(dāng)?shù)乩枚嘤嗟囊粋€(gè)自由度來(lái)改善控制性能。目標(biāo)使輸出線電壓不含低次諧波的同時(shí)盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開(kāi)關(guān)次數(shù)。直接控制手段仍是對(duì)相電壓進(jìn)行控制，但控制目標(biāo)卻是線電壓相對(duì)線電壓控制方式，控制目標(biāo)為相電壓時(shí)稱為相電壓控制方式相電壓控制方式。鞍形波的基波分量幅值大。除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號(hào)，也可疊加直流分量，都不會(huì)影響線電壓。疊加三次諧波在相電壓調(diào)制信號(hào)中疊加3次諧波，

51、使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時(shí)，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。3-913）線電壓控制方式舉例（疊加（疊加3倍次諧波和直流分量）倍次諧波和直流分量）疊加up，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，up大小隨正弦信號(hào)的大小而變化。設(shè)三角波載波幅值為1，三相調(diào)制信號(hào)的正弦分別為urU1、urV1和urW1，并令 (3-12) 則三相的調(diào)制信號(hào)分別為prW1rWprV1rVprU1rUuuuuuuuuu1),min(rW1rV1rU1puuuu圖 6-19ucurU 1urV 1urW 1uuU N Ud-UdOtOurUurVurWucOtOOOOt

52、ttttuV N uW N uU Vu1-11-1-0.5uP2Ud2Ud 圖3-19 線電壓控制方式舉例3-92不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW總有1/3周期的值和三角波負(fù)峰值相等。在這1/3周期中，不對(duì)調(diào)制信號(hào)值為-1的相進(jìn)行控制，只對(duì)其他兩相進(jìn)行控制，這種控制方式稱為兩相控制方式兩相控制方式 。 優(yōu)點(diǎn) （1）在1/3周期內(nèi)器件不動(dòng)作，開(kāi)關(guān)損耗減少1/3。 （2）最大輸出線電壓基波幅值為Ud，直流電壓利用率 提高。 （3）輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調(diào)制方式。3-93PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開(kāi)關(guān)頻率、減少開(kāi)關(guān)損耗、減少和載波有關(guān)的諧波

53、分量PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路（圖3-20，圖 3-21)圖3-20 二重PWM型逆變電路 兩個(gè)單元逆變電路的載波信號(hào)相互錯(cuò)開(kāi)180輸出端相對(duì)于直流電源中點(diǎn)N的電壓uUN=(uU1N+uU2N)/2,已變?yōu)閱螛O性PWM波3-94 輸出線電壓共有0、(1/2)Ud、Ud五個(gè)電平，比非多重化時(shí)諧波有所減少。 電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了。 輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數(shù)時(shí)的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當(dāng)于電路的等效載波頻率提高一倍。圖6-21Ud

54、-UdOurUurVuc2uc1wtuUVuOwtOwtOwtOwtOwtuU1NuU2NuUNuVN2Ud2Ud圖3-21 二重PWM型逆變電路輸出波形 3-95 PWM波形生成的第三種方法跟蹤控制方法跟蹤控制方法。 把希望輸出的波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際波形作為 反饋信號(hào)，通過(guò)兩者的瞬時(shí)值比較來(lái)決定逆變電路 各開(kāi)關(guān)器件的通斷，使實(shí)際的輸出跟蹤指令信號(hào) 變化。 常用的有滯環(huán)比較方式滯環(huán)比較方式和三角波比較方式三角波比較方式。3-96 3-97 1) 跟蹤型PWM變流電路中，電流跟蹤控制應(yīng)用最多。tOiii*+ D Ii*- D Ii*圖3-23 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流圖3-22 滯環(huán)

55、比較方式電流跟蹤控制舉例基本原理基本原理 把指令電流i*和實(shí)際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入。 V1（或VD1）通時(shí)，i增大 V2（或VD2）通時(shí)，i減小通過(guò)環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+D DI和i*-D DI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。參數(shù)的影響參數(shù)的影響環(huán)寬過(guò)寬時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過(guò)窄時(shí)，跟蹤誤差小，但開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高，開(kāi)關(guān)損耗增大。L大時(shí)，i的變化率小，跟蹤慢；L小時(shí)，i的變化率大，開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高。滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用3-982) 三相的情況圖3-25 三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形圖3-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路3-993)

56、 采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(diǎn)特點(diǎn)。 （1）硬件電路簡(jiǎn)單。 （2）實(shí)時(shí)控制，電流響應(yīng)快。 （3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。 （4）和計(jì)算法及調(diào)制法相比，相同開(kāi)關(guān)頻率時(shí)輸出電流 中高次諧波含量多。 （5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點(diǎn)。3-1004) 采用滯環(huán)比較方式實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制把指令電壓u*和輸出電壓u進(jìn)行比較，濾除偏差信號(hào)中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。圖3-26 電壓跟蹤控制電路舉例3-101 和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋信號(hào)從電流變?yōu)殡妷骸?輸出電壓PWM

57、波形中含大量高次諧波，必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除。u u* *=0=0時(shí)，輸出電壓u u為頻率較高的矩形波，相當(dāng)于一個(gè)自勵(lì)振蕩電路。u*為直流信號(hào)時(shí)，u u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等，正寬負(fù)窄或正窄負(fù)寬的矩形波。u u* *為交流信號(hào)時(shí)，只要其頻率遠(yuǎn)低于上述自勵(lì)振蕩頻率，從u u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u u* * 相同，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。3-102負(fù)載+-iUi*U+-iVi*V+-iWi*WUdC+-C+-C+-三相三角波發(fā)生電路AAA(1) 基本原理不是把指令信號(hào)和三角波直接進(jìn)行比較，而是通過(guò)閉環(huán)來(lái)進(jìn)行控制。把指令電流i i* *U U、i i* *V

58、 V和i i* *WW和實(shí)際輸出電流i iU U、i iV V、i iWW進(jìn)行比較，求出偏差，通過(guò)放大器A放大后，再去和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。(2) 特點(diǎn)開(kāi)關(guān)頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計(jì)方便。為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。圖3-27 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路3-103不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個(gè)固定的時(shí)鐘。以固定采樣周期對(duì)指令信號(hào)和被控制變量進(jìn)行采樣，根據(jù)偏差的極性來(lái)控制開(kāi)關(guān)器件通斷。在時(shí)鐘信號(hào)到來(lái)的時(shí)刻，如i i i i

59、* *，V1斷，V2通，使I I 減小。每個(gè)采樣時(shí)刻的控制作用都使實(shí)際電流與指令電流的誤差減小。采用定時(shí)比較方式時(shí)，器件的最高開(kāi)關(guān)頻率為時(shí)鐘頻率的1/2。和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒(méi)有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。(3) 除上述兩種比較方式外，還有定時(shí)比較方式定時(shí)比較方式。3-104 實(shí)用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。 晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數(shù)很低。 二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低。 把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路整流電路。 控制PWM整流電路，使

60、其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1，也稱單位功率單位功率因數(shù)變流器因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器高功率因數(shù)整流器。3-105 3-1061單相PWM整流電路圖3-28 單相PWM整流電路PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多。半橋電路直流側(cè)電容必須由兩個(gè)電容串聯(lián)，其中點(diǎn)和交流電源連接。 單相半橋電路 交流側(cè)電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的。全橋電路直流側(cè)電容只要一個(gè)就可以。 單相全橋電路3-107(1)單相全橋單相全橋PWM整流電路整流電路的工作原理正弦信號(hào)波和三角波相比較的方法對(duì)圖3-28b中的V1V4進(jìn)