主電路及其仿真波形

1、正弦波逆變器逆變主電路介紹主電路及其仿真波形圖1主電路的仿真原理圖圖1.1是輸出電壓的波形和輸出電感電流的波形。 上局部為輸出電壓波形，下面 為電感電流波形。圖1.1輸出電壓和輸出電感電流的波形圖1.2為通過三角載波與正弦基波比擬輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，從上到下分別為S1、S3、S2、S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，從圖中可以看出和理論分析的 HPW調(diào)制方式的開關(guān)管 的工作波形向一致。圖1.2開關(guān)管波形從圖1.3的放大的圖形可以看出，四個(gè)開關(guān)管工作在正半周期， S1和S3工 作在互補(bǔ)的調(diào)制狀態(tài)，S4工作在常導(dǎo)通狀態(tài)，S2截止；在負(fù)半周期，S2和S4 工作在互補(bǔ)的調(diào)制狀態(tài)，S3工作在常導(dǎo)通狀態(tài)，S1截止。M ； I閻圖

2、1.3放大的開關(guān)管波形圖1.4為主電路工作模態(tài)的仿真波形，圖中從上到下分別為C3的電壓波形、 C1的電壓波形、S3開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形，S1的驅(qū)動(dòng)波形。從圖中可以看出在 S1 關(guān)斷的瞬間，輔助電容的電壓開始上升，完成充電過程，同時(shí) S3上的輔助電容 完成放電過程，S3開通。圖1.4工作模態(tài)仿真波形圖1.5為開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓波形和電感電流波形圖，圖中從上到下分別為電感電流波形、S3驅(qū)動(dòng)波形、S1驅(qū)動(dòng)波形。從圖中可以看出當(dāng) S1關(guān)斷瞬間到S3 開通的瞬間，電感電流為一恒值，S3開通后，電感電流不斷下降到 S3關(guān)斷時(shí)的 最小值，然后到S1開通之前仍然為一恒值，直到 S1開通，重復(fù)以上過程。根據(jù) 以上結(jié)論

3、可以看出仿真分析狀態(tài)和前面的理論分析完全符合。圖1.5開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓波形和電感電流波形2濾波環(huán)節(jié)參數(shù)設(shè)計(jì)與仿真分析2.1輸出濾波電感和電容的選取對(duì)逆變電源而言，由于逆變電路輸出電壓波形諧波含量較高， 為獲得良好的 正弦波形，必須設(shè)計(jì)良好的LC濾波器來消除開關(guān)頻率附近的高次諧波。濾波電容G是濾除高次諧波，保證輸出電壓的THD滿足要求。C越大，那么THD 小，但是C不斷的增大，意味著無功電流也隨之增加，從而增加了逆變電源的 電容容量，同時(shí)會(huì)導(dǎo)致逆變電源系統(tǒng)體積重量增加， 同時(shí)電容太大，充放電時(shí)間 也延長，對(duì)輸出波形也會(huì)產(chǎn)生一定的影響。逆變橋輸出調(diào)制波形中的高次諧波主要降在濾波電感的兩端，所以L的

4、大小關(guān)系到輸出波形的質(zhì)量。要保證輸出的諧波含量較低，濾波電感的感值不能太小。增加濾波器電感量可以更好地抑制低次諧波， 但是電感量的增加帶來體積重量的 加大。不僅如此，濾波電感的大小還影響逆變器的動(dòng)態(tài)特性。 濾波電感越大，電 感電流變化越慢，動(dòng)態(tài)時(shí)間越長，波形畸變?cè)絿?yán)重。而減小濾波電感，可以改善 電路的動(dòng)態(tài)性能，那么使得輸出電流的開關(guān)紋波加大，必然增大磁滯損耗，波形也 會(huì)變差。綜合以上的分析，在 LC濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)綜合考慮。本文設(shè)計(jì)的LC濾波器如圖3.12 中所示，電感的電抗 XL =2 fL , X L隨頻率的升高而增大。電容的電抗為XcXc隨頻率的升咼而減小所對(duì)應(yīng)的頻率為諧振頻率fc，

5、即fc1 、 、。設(shè)逆變器輸出電壓的基波頻率2 v LC為f0 ,開關(guān)頻率為fs,那么有f0fcfs。由于fofc，故oL1 oC，電感對(duì)基波信號(hào)的阻抗小，電容對(duì)基波分流信號(hào)很小，即基波器允許基波信號(hào)通過。由于fcfs，故' sL電感對(duì)開關(guān)頻率分量阻抗很大，電容對(duì)開關(guān)頻率分量分流很大，即濾波器不允許開關(guān)頻率分 量通過，更不允許它的高次諧波分量通過。那么該濾波器可以滿足濾波要求。由于采用了高頻開關(guān)技術(shù)，輸出正弦波的諧波分量主要集中在開關(guān)電源附近因此諧振頻率可以選得較高設(shè) P - 1 而世土岸怖宓近I，因此L諧J振頻J率可 以選彳得較高。設(shè)，而諧振頻率7 LC£ 1fc，那么可得

6、L、C的計(jì)算公式：2JLCp 1L =C式 1-12 fc2 fc?本文的逆變電源功率為輸出電壓為 235V,開關(guān)頻率為15KHZ額定負(fù)載為 56Q。' 一般取額定負(fù)載 R的0.40.8倍，而fc一般取開關(guān)頻率的0.040.1倍, 本設(shè)計(jì)取fc二0.08fs，二0.6R,那么由式i-i可計(jì)算出：Lf33.62 3.14 12004.46mH 式 1-2Cf12 3.14 1200 33.63.949 F 式 1-32.2輸出濾波電感的設(shè)計(jì)本文Lf為4.46mH。濾波電容電流的有效值為:lcf= 0CfUo = 2 3.14 100 3.949 106 235 0.583A式 2-1 1

7、10%負(fù)載時(shí)，負(fù)載的電流有效值為1 omaxRmaxUo1000 110%2354.681A 式 2-2L f l Lf maxN =BmSC取N=206匝，氣隙:、0 = 0.4 二 N2Sc/Lf-0.58558 cm按濾波電感電流有效值l Lf = 5.08 A。容性負(fù)載時(shí)電感電流最大，因此電感電流的有效值為：Lf = 丿|/lomax廠2lcfomaxCOS90°l5.08A式 2-3其中， L二coS1 0.75?？紤]到濾波電感電流的脈動(dòng)量，濾波電感的電流 峰值為：lLfmax = 1 10%J2lLf = 1.1 ：2 5.08 7.90A式 2-4電感選用Mn - Zn

8、 R2KBD型鐵氧體材料鐵心PM 62 49,其磁路截面積SC = 4. 9C rn ,窗口面積Q = 3. 2 6crn ,Bm二3500GS，濾波電感的匝數(shù)為:205.44 式 2-54.46 10 3 7.903500 10 4 4.9 104選取導(dǎo)線，取j二3A mm2，導(dǎo)線的截面積為l LJ j二63二2mm2， 導(dǎo)線選用 0 . 1cm 2的銅皮。窗口利用系數(shù)K = 0 .X 1 x N/Q = 0 .x i 2 0= 2 0可以成功繞2制。U3262.3濾波環(huán)節(jié)仿真分析為了驗(yàn)證濾波環(huán)節(jié)的參數(shù)設(shè)計(jì)，根據(jù)主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，對(duì)電容和電感值進(jìn)行了仿真分析。圖2.1(a)的參數(shù)為：Lf二4.

9、46mH ,Cf二3.949F ,可以明顯看出輸出電壓的波形優(yōu)于其他兩個(gè)輸出波形；圖2.1 ( b)為 Lf = 0.446mH的輸出電壓波形，從圖中可以看出，由于電感的值變小，輸出電壓的諧波含量變大；圖2.1 (c)為Cf二12F，的輸出電壓波形, 由于電容的過大，反而使輸出電壓的紋波加大。(a)標(biāo)準(zhǔn)輸出電壓波形3:逆變數(shù)字控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)數(shù)字信號(hào)處理器(Digital Signal Processor, DSP )是針對(duì)數(shù)字信號(hào)處理的需求而設(shè)計(jì)的一種可編程的單片機(jī)，也稱DSP芯片，是現(xiàn)代電子技術(shù)、計(jì)算機(jī) 技術(shù)和信號(hào)處理技術(shù)相結(jié)合的產(chǎn)物。DSP在 20世紀(jì)70年代有了飛速的開展，到 20世紀(jì)

10、80年代，數(shù)字信號(hào)處理已應(yīng)用到各個(gè)工程技術(shù)領(lǐng)域， 不管在軍用還是在 民用系統(tǒng)中都發(fā)揮了積極的作用。工作中常見的應(yīng)用有 機(jī)、調(diào)制解調(diào)器、磁 盤驅(qū)動(dòng)器和電機(jī)控制等。而數(shù)碼相機(jī)、MP3和 等都是日常生活中 DSP的典型 應(yīng)用。3.1 HPWM調(diào)制方式下ZVS的實(shí)現(xiàn)逆變電源越來越趨向高頻化設(shè)計(jì)，傳統(tǒng)的硬開關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍： 開關(guān)元件開通和關(guān)斷損耗大；容性開通問題；二極管反向恢復(fù)問題；感性關(guān)斷問題； 硬開關(guān)電路的EMI問題。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開 關(guān)帶來的各種問題。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效方法。 最理想的軟開通過 程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態(tài)值，

11、開通損耗近零。因功率管 開通前電壓已下降到零，其結(jié)電容上的電壓即為零，故解決了容性開通問題，同 時(shí)也意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復(fù)過程結(jié)束，因此二極管的反向恢復(fù)問題 亦不復(fù)存在。最理想的軟關(guān)斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài) 值，所以關(guān)斷損耗近似為零。由于功率管關(guān)斷前電流已下降到零，即線路電感中 電流亦為零，所以感性關(guān)斷問題得以解決?；诖耍疚牟捎昧巳珮蚰孀儤?HPW控制方式實(shí)現(xiàn)ZVS軟開關(guān)技術(shù)，其設(shè) 計(jì)思路是在盡量不改變硬開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的前提下即盡量不增加或少增加輔助元 件的前提下，有效利用現(xiàn)有的電路元件及功率管的寄生參數(shù)，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關(guān)條件，最大限度的實(shí)現(xiàn)Z

12、VS從而到達(dá)減少電路損耗，降低EMI, 提高可靠性的目的。HPW軟開關(guān)方式在整個(gè)輸出電壓的一個(gè)周期內(nèi)共有 12種開關(guān)狀態(tài)，基于正 負(fù)半周兩個(gè)橋臂工作的對(duì)稱性，以輸出電壓正半周為例，分析其一個(gè)開關(guān)周期工 作模態(tài)。如圖2.2為輸出電壓正半周的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電路的主要波形，此時(shí)S4工作在常通狀態(tài)，S2處于關(guān)斷狀態(tài)，S1和S3處于互補(bǔ)調(diào)制狀態(tài)。由于載波的頻 率遠(yuǎn)大于輸出電壓基波頻率，在一個(gè)開關(guān)周期 Ts內(nèi)近似認(rèn)為輸出電壓 U保持不 變，電感電流的相鄰開關(guān)周期的瞬時(shí)極值不變。圖2.2 ZVS主要工作波形S1和S4導(dǎo)通，電路為正電壓輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到ti時(shí)刻S1關(guān)斷為止。電感電流：g

13、罟t 式3-12、模式B,從ti和t2時(shí)刻，對(duì)應(yīng)的電路等效工作模式如圖2.4圖2.4模式B電路等效工作模式圖在ti時(shí)刻，S1關(guān)斷，電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路，給C1充電， 同時(shí)給C3放電。由于C1、C3的存在，S1為零電壓關(guān)斷。在此很短的時(shí)間內(nèi)， 可以認(rèn)為電感電流近似不變，為恒流源，那么 C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓 線性下降。到t2時(shí)刻，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導(dǎo)通，電路模 式B結(jié)束。I廠 iL(t1) (式 3-2)I1UC1 tt 式 3-32CeffI1U C3 t 二 U d _t 式 3-42Ceff3、模式C,從t2和t3時(shí)刻,對(duì)應(yīng)的電路等效工作模

14、式如圖3.6D3導(dǎo)通后，開通S3,所以S3為零電壓開通。電流由D3向S3轉(zhuǎn)移，此時(shí)S 3工作于同步整流狀態(tài)，電流根本上由 S3流過，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感 電流線性減小，直到t3時(shí)刻，減小到零。此期間要保證 S3實(shí)現(xiàn)ZVS那么S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時(shí)間tdead1，并且滿足以下要求:亠2CeffUdtdeadl，1式 3巧1 1iL t二 I - U0 t 式 3-6Lf4、模式D,從t3和t4時(shí)刻,對(duì)應(yīng)的電路等效工作模式如圖3.7圖3.7模式D電路等效工作模式圖在此模式加在濾波電感Lf上的電壓為-Uo,那么電感電流開始由零向負(fù)向增加， 電路處于零態(tài)儲(chǔ)能狀態(tài)，S3中的電流也相應(yīng)由零

15、正向增加，至U t4時(shí)刻S3關(guān)斷, 結(jié)束D模式。電感電流：iLt半Lft 式 3-75、模式E,從t4和t5時(shí)刻,對(duì)應(yīng)的電路等效工作模式如圖3.8圖3.8模式E電路等效工作模式圖此模式狀態(tài)與模式A近似，S3關(guān)斷，C3充電，C1放電，同上分析同理S3 為零電壓關(guān)斷。t5時(shí)刻，C1的電壓降到零，二極管D1自然導(dǎo)通，進(jìn)入下一電路 模式相關(guān)電流電壓值為：- 10 二 iLt4 式 3-8UC3t Jt 式 3-92CeffUC1tp Ud Jt 式 3-102Ceff6模式F,從t5和t6時(shí)刻,對(duì)應(yīng)的電路等效工作模式如圖3.9在D1導(dǎo)通后，開通S1，貝U S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移，S1工

16、 作于同步整流狀態(tài)，電路處于正電壓輸出狀態(tài)回饋模式， 電感電流負(fù)向減小，直 到減小到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲(chǔ)能，回到初始模式 A，開始下一開 關(guān)周期。此期間電感電流：iLtIo UdU°t 式 3-11 Lf同理要保證2CeffU dS1零電壓開通，那么S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時(shí)間tdead2，同時(shí)滿足：切ad2，需要注意的是一般有 h > |0，因此得出I 0tdead2 tdead1 °HPW調(diào)制方式下ZVS實(shí)現(xiàn)的條件及范圍:由以上的工作模式分析可知，由于電容 C1和C3的存在，S1和S3開關(guān)管容 易實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷；要實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須保證

17、有足夠的能量在其開通 之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲(chǔ)存的電荷，即要滿足以下條件：1 ,2 1 2 1 2 2Lf iLCeffUdCeffUd 二 CeffUd 式 3-122 2 2在上面的分析中，下管總是容易實(shí)現(xiàn)ZVS開通，因?yàn)槠溟_通時(shí)刻總是在電感 電流的瞬時(shí)最大值的時(shí)刻，即使輕載時(shí)電感儲(chǔ)存的能量也可以保證其實(shí)現(xiàn)零電壓 開通；對(duì)于上管來說，那么必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時(shí)值由正變負(fù)，到達(dá)一定負(fù)向值，才能保證在下管關(guān)斷時(shí)該電流可以使上管等效并聯(lián)的電容放電，從而實(shí)現(xiàn)其零電壓開通。此種情況實(shí)際為輸出半個(gè)周期中電感電流與輸出電壓同向，即U) >0,i L>0的情況；當(dāng)二者反向即iL &

18、lt;0時(shí)，那么上下管的情況正好互換， 上管容易實(shí)現(xiàn)ZVS開通，而下管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件那么同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證 電感電流瞬時(shí)值反向。對(duì)輸出電壓負(fù)半周，上下管實(shí)現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同 在一個(gè)開關(guān)周日Ts內(nèi)，設(shè)d為上管導(dǎo)通的占空比(包括二極管續(xù)流時(shí)間)i la為電感電流的瞬時(shí)平均值，那么有iLA當(dāng)考慮到輸出電壓半個(gè)周期內(nèi)的電路可以等效為一BUCK變換器，U0二dUd，那么由式(3-11)可以得出:iLA1 "I。Ud V d dLff式 3-13在上式中fs為開關(guān)頻率，從而得到:Ud 匸dd 式 3-142Lf fs實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)的必要條件是電感電流過零，對(duì)于BUCK變換器來說

19、應(yīng)工作在電流斷續(xù)模式，那么濾波電感的最大值需滿足以下條件：f maxUd1- dd2iLAfs式 3-15濾波電感的取值直接影響ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍，也影響到電路的效率。電感值大， 電感電流瞬時(shí)值變化范圍小，ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍也減小，也就是說在較大負(fù)載情況 下，在半波電感電流峰值附近上管難以實(shí)現(xiàn) ZVS開通，從而仍然有較大的開通損 耗；電感取值減小，其電流瞬時(shí)值脈動(dòng)變大，那么 ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍加大，開通損耗 可以減小，但此時(shí)由于整個(gè)輸出周期內(nèi)電感上的瞬時(shí)電流的高頻脈動(dòng)很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以，電感的取值、ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍及電路的效率 之間需根據(jù)具體情況適當(dāng)折衷。HPW調(diào)制方式下ZVS

20、的實(shí)現(xiàn)需要注意以下問題：1、如考慮逆變器負(fù)載功率因數(shù)較大的情況下，那么 U0，iL在整個(gè)周期大局部 時(shí)間內(nèi)為同向，即有式tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)，那么 可以考慮在下管驅(qū)動(dòng)附加加速關(guān)斷措施，如采用電阻二極管網(wǎng)絡(luò)，以適當(dāng)增加下管關(guān)斷到上管開通之間的死區(qū)時(shí)間。2. 由上述可知，由于要保證ZVS的實(shí)現(xiàn)，那么濾波電感上必然存在較大的電流 脈動(dòng)，因而電感的磁芯損耗比擬大，實(shí)際應(yīng)用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁 芯材料。3. 由上述的分析得知由于ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負(fù)載 范圍較大的情況下，很難折衷得到很好的效果，因此該方式只適用于較小功率的 應(yīng)用場(chǎng)合，而應(yīng)用于較大功率場(chǎng)合時(shí)， 那么可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)來實(shí)現(xiàn)。 3.2.3 仿真分析仿真采用 Saber2007 軟件執(zhí)行， Saber 是美國 Analogy 公司開發(fā)并于 1987 年推出的模擬及混合信號(hào)仿真軟件， 被譽(yù)為全球最先進(jìn)的系統(tǒng)仿真軟件， 也是唯 一的多技術(shù)、多領(lǐng)域的系統(tǒng)仿真產(chǎn)品。 Analogy 公司 在機(jī)電一體化和電力電子 設(shè)計(jì)、分析方面居世界領(lǐng)先地位，其產(chǎn)品廣泛應(yīng)用于電力、電 子、航空、運(yùn)輸、 家用電器及軍事等領(lǐng)域。與傳統(tǒng)仿真軟件