功率因數(shù)校正電路分析

1、第三章 功率因數(shù)校正電路分析 一: 引 言有源功率因數(shù)校正的目的，是要使電源從輸入端看就象一個簡單的電阻。有源功率因數(shù)校正器是靠控制輸入電流隨著輸入電壓變化來實現(xiàn)這個目的的。當輸入電壓和電流之比是個常數(shù)，輸入就是阻性的，功率因數(shù)就等于1.0。當這個比值不是常數(shù)時，輸入就包含相位移和/或諧波失真，功率因數(shù)就會下降。功率因數(shù)最一般的定義是實功對視功之比 其中P1是實功，P2是視在功率。如果負載是純阻性的，實功P1視在功率，功率因數(shù)就等于1.0。如果負載不是純阻性的，功率因數(shù)就低于1.0。相位移是有源功率因數(shù)校正器輸入阻抗的電抗的度量。不論電抗是多大，也不管它是感性的還是容性的，都會引起輸入電流波形

2、對于輸入電壓波形的相位移。這個電壓和電流間的相位移是功率因數(shù)的經(jīng)典定義，即正弦波電壓和電流間的相位角的余弦 電壓和電流間的相位移的大小表明了負載的阻性程度。如果電抗只占阻抗的一小部分，相位移就比較小。如果有源功率因數(shù)校正器的前饋信號或控制環(huán)具有相位移，校正就會引入相位移。交流母線電流濾波也會產(chǎn)生相位移。諧波失真是有源功率因數(shù)校正器輸入阻抗非線性的度量。輸入阻抗隨輸入電壓的任何變化都會引起輸入電流的失真，這個失真是引起功率因數(shù)下降的另一主要因素。這個失真會增加電流的方均根值，但不會增加傳遞的總功率。一個非線性負載的功率因數(shù)之所以低，是因為電流的方均根值大，而所傳遞的總功率又小。如果非線性成分較小

3、，諧波失真就小。對于有源功率因數(shù)校正器來說，諧波失真來自幾個方面，包括前饋信號，反饋環(huán)，輸出電容、電感，以及輸入整流器。有源功率因數(shù)校正器能很容易地獲得高輸入功率因數(shù)，一般都大于0.9。但功率因數(shù)并不能精確度量電流波形的失真或相位移。因此往往都直接考慮這些量，而不是通過功率因數(shù)。例如，當諧波失真為3%時，功率因數(shù)仍可高達0.999。電流的總諧波失真達30%時，功率因數(shù)還可達0.95。電流對于電壓的相位移為25時，功率因數(shù)還可達0.90。二:有源功率因數(shù)校正升壓調(diào)整電路是有源功率因數(shù)校正器功率級的最佳選擇，因為它的輸入電流是連續(xù)的，所產(chǎn)生的傳導噪聲最低，輸入電流波形最好。它的缺點是要求輸出電壓較

4、高。即輸出電壓必須高于最大允許輸入電壓峰值。要達到功率因數(shù)校正之目的，升壓調(diào)整電路就必須強迫輸入電流正比于輸入電壓。為了控制輸入電流，前饋是必須的。在DLE110系統(tǒng)中采用平均電流型控制方法。平均電流型控制方法基于這樣一個簡單的概念，即在升壓功率級的反饋環(huán)中用了一個放大器，使得輸入電流以很小的誤差跟綜著控制信號。這就是平均電流型控制的優(yōu)點，正因為這個優(yōu)點使得有源功率因數(shù)校正成為可能。平均電流型控制實現(xiàn)起來也相對容易一些，下面就討論這種方法。圖1是升壓功率因數(shù)校正電路框圖。在電感前用一個二極管橋?qū)涣鬏斎腚妷哼M行整流，但將通常的濾波大電容移到了升壓器的輸出端，如要在二極管后用電容，也只能用一個小

5、電容，僅用來控制噪聲和。升壓變換器的輸出是恒定電壓，但輸入電流是受半正弦波輸入電壓控制的。進入輸出升壓變換器的輸出是恒定電壓，但輸入電流是受半正弦波輸入電壓控制的。進入輸出電容的功率流也不是恒定的，而是兩倍于母線頻率的正弦波，因為功率是瞬時電壓和電流之積。當輸入電壓高時輸出電容存儲能量，當輸入電壓低時輸出電容就放出能量，用以維持輸出功率流?？刂齐娐酚性垂β室驍?shù)校正電路必須控制輸入電流和輸出電壓。因為電流環(huán)受控于整流母線電壓，所以由變換器的輸入端看呈現(xiàn)為阻性。輸出電壓,由變化的電流控制信號平均幅度去控制。模擬乘法器將整流母線電壓與電壓誤差放大器輸出相乘，產(chǎn)生電流控制信號，所以電流控制信號呈輸入電

6、壓的形狀，它的平均幅度控制著輸出電壓。乘法器的輸出是電流控制信號，叫做Imo ，即乘法器輸出電流。整流母線電壓對乘法器的輸入是電流而不是電壓，這是因為UC3854就是這么做的。如圖所示，在電壓控制環(huán)里，除乘法器外還有一個平方器和一個除法器。電壓誤差放大器的輸出在與整流輸入電壓相乘前，除以平均輸入電壓的平方。這個輔助電路保持了電壓環(huán)增益的恒定，如果沒有它，電壓環(huán)的增益就會隨平均輸入電壓的平方變化。輸入電壓平均值叫做前饋電壓，或Vff ，因為它給電壓環(huán)加入了一個前饋，提供了一個開環(huán)校正。前饋電壓平方后再除電壓誤差放大器輸出電壓（Vvea）。要使功率因數(shù)最大，就得使電流控制信號盡量與整流母線電壓接近

7、。如果電壓環(huán)帶寬太大，就雖能調(diào)整輸入電流而保持輸出電壓恒定，但輸入電流的失真會非常大。所以電壓環(huán)帶寬必須小于輸入母線頻率。但輸出電壓的瞬態(tài)響應又應盡量地快，所以電壓環(huán)的帶寬又必須盡可能地大。平方器和除法器電路保證了環(huán)增益恒定，所以帶寬能盡可能與母線頻率接近，并使輸出電壓的瞬態(tài)響應最小。對于寬輸入電壓范圍這一點特別重要。保持環(huán)增益恒定的電路使得電壓誤差放大器的輸出能控制功率。電壓誤差放大器的輸出實際上控制的是傳送到負載的功率。從下面的例子很容易看出這一點。如果電壓誤差放大器的輸出是恒定的，輸入電壓被加倍，控制信號也會被加倍，但又被前饋電壓的平方或四倍輸入除，結果使得輸入電流成為原來的一半。兩倍輸

8、入電壓與一半輸入電流相乘，結果輸入功率保持不變。因此，電壓誤差放大器的輸出，控制的是功率因數(shù)校正器輸入功率的大小。這可用來控制電路能從功率母線拉出的最大功率。如果電壓誤差放大器的輸出被箝位在某一定值，也就相當于限定了最大功率級別，因此當輸入電壓在一定范圍內(nèi)，就不可能從母線拉出更大的功率。輸入失真的來源控制電路會給輸入電流波形引入失真和相位移。這些誤差都來自輸入二極管橋，乘法器電路，輸出和前饋電壓的紋波電壓。在有源功率因數(shù)校正器中有兩個調(diào)制過程。其一是輸入二極管橋，其二是乘法器、除法器和平方器電路。每一個調(diào)制過程都會產(chǎn)生交叉產(chǎn)物，諧波或兩輸入間的旁頻帶。解析地表述它們是相當復雜的。不過相當有趣的

9、是兩個調(diào)制器間的相互作用，使得一個成為另一個的解調(diào)器，所以結果變得相當簡單。后面將會說到，有源功率因數(shù)校正器中的所有紋波電壓都是母線頻率的二次諧波。當這些電壓通過乘法器時，就會被編入輸入電流，爾后通過二極管橋，使得二次諧波電壓變成兩個頻率分量。一個是母線頻率的三次諧波，另一個是基波。這兩個分量的幅度是一樣的，都是原來二次些波電壓幅度的一半。且它們與原來的二次諧波是同相的。如果紋波電壓是母線電壓幅度的10%，相位移為90，輸入電流就會有一個幅度為基波的5%的三次諧波，它的相位移為90，還有一個母線電流5%的基波分量，它的相位移也是90。前饋電壓來自整流交流母線，它含有平均值幅度66%的二次諧波。

10、前饋電壓分壓器的濾波電容大大地減弱了二次諧波，有效地濾除了所有高次諧波，但在前饋輸入中仍含有一些二次諧波。這個紋波電壓被圖3所示的控制電路平方，從而使得紋波的幅度加倍，因為它騎在一個大直流值的上面。除法器對這個紋波電壓是透明的，因而這個紋波電壓傳到乘法器，最終形成輸入電流的三次諧波失真和相位移。平方器的倍增作用意味著輸入電流失真幅度的百分比與紋波電壓幅度對基波輸入的百分比是一樣的。不言而俞喻，要使輸入電流失真較小，前饋電壓紋波就必須很小。用一個截止頻率非常低的單極點濾波器可減小這個紋波電壓。但要考慮對輸入電壓變化的快速響應，所以這個濾波器的響應時間必須很短。不過這兩個要求是相互矛盾的，必須折衷

11、考慮。在前饋輸入中用一個兩極點濾波器與用單極點濾波器可得到同樣的紋波衰減，但瞬時響應要快得多。用兩極點濾波器的另一個優(yōu)點是相位移是單極點濾波器的兩倍。結果使得二次諧波的相位移為180，最終使得輸入電流的三次諧波和位移成分重新與電壓同相。如果對前饋電壓用單極點濾波器，前饋輸入中有3%的二次諧波紋波電壓，最終功率因數(shù)為0.97，主要是因為位移成分。如果用兩極點濾波器，就沒有這個位移成分對功率因數(shù)的影響，因為它是與輸入電流同相的。因前饋輸入中的二次諧波產(chǎn)生的輸入電流的三次諧波與二次諧波紋波電壓的幅度一樣。如果在前饋電壓中有3%的二次諧波，母線電流中就會含有3%的三次諧波。輸出電壓中也含有二次諧波紋波

12、，因為紋波電流流過輸出電容。這個紋波電壓又經(jīng)過電壓誤差放大器被反饋到乘法器，與前饋電壓一樣，起作用于輸入電流，結果增加輸入電流的二次諧波失真。由于這個紋波電壓不會通過平方器，失真和相位移的幅度都只是紋波電壓幅度的一半。在電壓誤差放大器輸出端，這個紋波電壓必然與母線電壓同相，所以位移成分是同相的。電壓誤差放大器必然要將二次諧波位移90，所以它將與母線電壓同相。升壓變換器的電壓環(huán)用平均電流型控制，有一個控制到輸出的傳輸函數(shù)，它具有單極點特性，所以要用一個平增益誤差放大器作為補償。這樣就會產(chǎn)生一個相位差為90的非常穩(wěn)定的環(huán)。但它所提供的并非最佳特性。輸出電容上的紋波電壓與輸入電流有90相位差。如果誤

13、差放大器在二次諧波頻率上具有平坦的增益，在輸入電流中所產(chǎn)生的失真和相位移將與整流交流母線電壓在相位上相差90。在電壓誤差放大器響應中引入一個相位移，會對功率因數(shù)有所改善。功率因數(shù)的這個位移分量的移動返回來與輸入電壓組合在一起，因而增加了功率因數(shù)。相位移量可根據(jù)需要增加而保持電壓環(huán)穩(wěn)定。如相位差減小到45，二次諧波相位就非常接近90，這樣位移分量就與輸入電壓同相。為了減小輸出電壓紋波，電壓控制環(huán)的帶寬是由輸入失真度確定的。如果輸出電容小，失真應低于環(huán)的帶寬，將比較小，所以這個誤差放大器可明顯減小紋波電壓。瞬時響應是環(huán)帶寬的函數(shù)，帶寬越小瞬時響應越慢，過沖越大。輸出電容大一些，輸出瞬時相應會快一些

14、，輸入電流失真就會小一些。設置環(huán)的補償，就是為了適應輸出紋波電壓減小量對誤差放大器的要求，使它工作在1增益頻率。當相位差最小時，環(huán)的帶寬為最大。45相位差為最好，這樣會獲得很好的環(huán)穩(wěn)定性，最快的瞬時相應，且容易設計。電壓誤差放大器響應，呈現(xiàn)在環(huán)1增益頻率之上有一個平坦增益，在這個頻率之上有一個單極點截止頻率。這樣，用簡單的電路就可獲得對母線頻率二次諧波的最大衰減， 出最大帶寬和45相位差。尖端失真尖端失真發(fā)生在交流母線輸入的零交叉之后。在這一點，控制信號所要求的電流量超過可能的電流變化速度。當輸入電壓接近零時，且開關時閉合的，那么電感上的電壓是非常小的，所以電流不能迅速上升，可能的變化速度就非

15、常低，在一個較短的時間里，輸入電流都會低于所希望的值。一旦輸入電流跟上了控制值，控制環(huán)就進入最佳工作狀態(tài)，輸入電流就會按控制信號變化。電流跟上之值的時間長度是電感值的函數(shù)。電感值越小跟綜得就越快，失真就越小，但電感值小紋波電流就越大。由這個因素產(chǎn)生的失真一般都比較小，主要是高次諧波。當開關頻率較高時，這個問題就不大。UC3854框圖圖5是UC3854框圖。這個集成電路包含了控制功率因數(shù)校正所必須的電路。UC3854設計得可實現(xiàn)平均電流型控制，也可靈活地應用于各種功率拓撲和控制方法。圖5的左上角包括欠壓鎖定比較器和使能比較器，只有它們的輸出正常時芯片才會工作。電壓誤差放大器的反向輸入端接在Pin

16、11,叫Vsens。電壓誤差放大器輸入端的二極管，表示的是內(nèi)部電路功能而不是實際器件。框圖中的二極管是理想二極管，表明誤差放大器正向輸入端接到7.5Vdc參考電壓上，同時也用作軟啟動。這樣做是讓電壓控制環(huán)在輸出電壓達到設定值前就投入工作，消除了開機沖擊，而它對許多電源來說是不允許的。Pin11與誤差放大器反向輸入端之間的二極管也是一個理想二極管，它是為了消除兩個輸入端間附加的二極管壓降。實際器件是用差分放大器來實現(xiàn)的。內(nèi)部電流源是用來給軟啟動定時電容充電的。電壓誤差放大器的輸出Vvea 接到UC3854的Pin7，它也是乘法器的一個輸入端。乘法器的另一個輸入端是Pin6，Iac，它是整流輸入控

17、制波形。這一端可呈受6.0V電壓，是一個電流輸入端。前饋輸入Vff接在Pin8上，它的值在送到乘法器的除法輸入端前先平方。Iset電流接Pin12，也送到乘法器，用來限制最大輸出電流。乘法器的輸出電流Imo，送到Pin5，還連到電流誤差放大器的反向輸入端。電流誤差放大器的反向輸入端連到Pin4，即Isens端。電流誤差放大器的輸出連到脈寬調(diào)制（PWM）比較器，與Pin14的振蕩器斜波比較。這個振蕩器和比較器再驅(qū)動觸發(fā)器，最終驅(qū)動大電流輸出端Pin16。輸出端的輸出電壓在UC3854內(nèi)部箝位在15V，從而保證功率MOSFET的柵極不會過驅(qū)動。Pin2是突發(fā)事件峰值電流限制端，當它稍低于地時，就將

18、輸出脈沖關斷。參考電壓輸出接到Pin9，輸入電壓接到Pin15。設計過程功率級設計這里以一個250W升壓變換器為例討論功率級設計。至于升壓功率因數(shù)校正器的控制電路，基本上不隨功率級別變化。500W與50W功率因數(shù)校正器，控制電路幾乎是一樣的。不同的功率級別功率級雖然不同，但設計過程是一樣的。圖6是電路原理圖。下面討論的設計過程都以它為參考。指標開始設計之前，首先要明確設計指標。包括最大和最小母線電壓，最大輸出功率，輸入母線頻率范圍。本設計實例的指標是：最大輸出功率：250W母線電壓范圍：80-270Vac母線頻率范圍：47-65Hz按這樣的指標設計的電源，可適應全世界的要求。輸出電壓要比最大輸

19、入電壓高出5%到10%，因此選400Vdc。開關頻率開關頻率的選擇一般來說比較隨意。開關頻率應足夠地高，以保證功率電路和失真最小，但又應足夠地低，以保持高效率。在大部分應用中，開關頻率范圍在20KHz到300KHz之間。實例變換器，為綜合考慮體積和效率，開關頻率選100KHz。這樣電感值比較小，尖端失真也最小，且輸出二極管損耗也不會太大。當輸出功率級別較高時，為使功率損耗最小，應找出一個較低一些的理想的開關頻率。開關的開啟阻尼器可減小開關損耗，使之可在很高的頻率下獲得非常高的效率。電感的選擇電感確定著輸入高頻紋波電流的大小，它的值應根據(jù)規(guī)定的紋波電流值來選擇。電感值的選擇由輸入正弦波峰值電流著

20、手。最大峰值電流發(fā)生在最小母線電壓的峰值處，因此 對于本實例變換器，最大峰值母線電流發(fā)生在Vin為80Vac時，為4.42A。 對于升壓變換器來說，最大紋波電流發(fā)生在占空比為50%之時，也就是升壓比M=Vo/Vin=2時。電感電流峰值一般不發(fā)生在這一點，因為這個峰值是由控制正弦波的峰置確定的。對于計算輸入濾波器的衰減來說，電感紋波電流的峰值是很重要的。圖7是實例變換器電感峰峰紋波電流與輸入電壓的關系。電感中的峰峰紋波電流通常選最大峰值母線電流的20%。不過具有一定的隨意性，因為它往往不是高頻紋波電流的最大值。當紋波電流過大時，在整流母線電流周期的大部分時間里變換器會進入不連續(xù)導通狀態(tài)，這就意味

21、著輸入濾波器必須更大才能衰減更高頻的紋波電流。UC3854用平均電流型控制，使得升壓級在連續(xù)型和不連續(xù)型工作模式間變換也不會改變特性。電感值是由低輸入電壓的半正弦波頂部處的峰值電流，這個輸入電壓下的占空比D，開關頻率確定的。所需要的兩個方程為 其中是峰峰紋波電流。對于250W變換器，D=0.71，=900mA , L=0.89mH。為方便起見，L取大約1.0mH。高頻紋波電流是迭加在母線電流峰值上的，所以峰值電感電流是峰值母線電流與半峰峰高頻紋波電流之和。電感必須設計得能承受這個電流。本實例的峰值電感電流為5.0A。峰值電流限制設置得高10%，即5.5A。輸出電容輸出電容選擇包含的因素是開關頻

22、率紋波電流，二次諧波紋波電流，直流輸出電壓，輸出紋波電壓和保持時間。通過輸出電容的總電流是開關頻率紋波電流和母線電流二次諧波的方均根值。輸出電容通常選大電解電容，等效串聯(lián)電阻隨開關頻率變化，在低頻時通常比較大。電容能否承受這個電流一般由溫升來確定。對于溫升一般不要求計算出精確值。只要計算出高頻紋波電流，低頻紋波電流，以及它們之和產(chǎn)生的溫升就夠了。電容數(shù)據(jù)手冊會給出必要的ESR和溫升的資料。輸出保持時間在輸出電容選擇中比其它任何因素都重要。保持時間是輸入功率關斷后，2保持在規(guī)定的范圍內(nèi)的時間長度。典型的保持時間是15到20ms。對于400Vdc輸出的離線電源，這個保持要求每瓦輸出功率取輸出電容為

23、12uF。250W 輸出取輸出電容為450uF。如不要求保持時間，電容會小得多，每瓦0.2uF就可以了，此時紋波電流和紋波電壓是主要考慮因素。保持時間是輸出電容中儲存的能量，負載功率，輸出電壓和負載正常工作的最小電壓的函數(shù)。可表示為 其中CO是輸出電容，PO是負載功率，是保持時間，VO是輸出電壓，Vo(min)是負載正常工作的最小電壓。對于本實例，Po=250W , 取64ms , Vo=400V , Vo(min)=300V , 故得Co為450uF。開關和二極管為保證可靠工作，開關和二極管必須有足夠的指標。開關電流額定值至少要等于電感電流最大峰值，電壓額定值至少要等于輸出電壓。輸出二極管，

24、為了減小開關的開啟損耗和自身損耗，應非?？臁ｉ_關和二極管的額定值要有一定的余量，這取決于不同的應用。對于本實例電路，二極管是高速高壓型的，反向恢復時間為35ns，擊穿電壓為600Vdc，正向電流額定值為8A。功率MOSFET的耐壓為500Vdc，電流額定值為23Adc。開關損耗主部來自二極管關斷電流。開關的峰值損耗很高，因為它必須承受全部負載電流和開關開啟到二極管完全關斷期間的二極管的反向恢復電流。實例中選的二極管關斷速度最快，開關仍承受很大的峰值損耗。為了能用較小的開關和稍慢的二極管，開關要加開啟阻尼器。電流檢測電流檢測有兩種常用方法，其一是在地線上串一個檢流電阻，其二是用兩個檢流變壓器。用

25、檢測電阻是最簡單的方法，最實用于小功率或小電流情況。在大電流情況下，電阻的功率損耗會變得很大，用檢流變壓器最適合。為適應平均電流型控制，需要用兩個檢流變壓器，一個檢開關電流，一個檢二極管電流，產(chǎn)生模擬電感電流。檢流變壓器必須能在很寬的占空比范圍內(nèi)工作而不至于飽和。檢流變壓器的設計不包括在本文，在設計注意DN41中對這個問題作了較詳細的討論。檢流變壓器可輸出正電壓，也可輸出負電壓。輸出負電壓情況如圖8所示，在UC3854的pin2端進行峰值電流限制比較容易實現(xiàn)。輸出正電壓情況如圖9所示，特性最好。可在檢測開關電流的檢測變壓器的地邊串一個電阻。用電阻檢流和用正輸出電壓檢流變壓器檢流，乘法器輸出和電

26、流誤差放大器的組合是不一樣的。但兩種情況是等價得很好的，電流誤差放大器的接法分別見圖8和9。正輸出檢流變壓器要輸入到積分器的反向輸入端，再連到檢流電阻，并在乘法器輸出用一個電阻接地。乘法器輸出端的電壓不為零，而是受控于電流環(huán)的一個電壓，對于電流環(huán)來說，它是一個半正弦波形。本例用電阻檢流（圖6），所以電流誤差放大器的反向輸入端通過一個電阻Rci接到地。對于平均電流型控制，電流誤差放大器這樣接對低頻就是一個積分器所以電流誤差放大器的正向輸入端的平均電壓必須為零。電流誤差放大器正向輸入端的作用，對于電流控制環(huán)就象乘法器輸出電流和來自檢流電阻的電流（流過控制電阻Rmo)的求和點。在電流誤差放大器的反向

27、輸入端具有很小的低頻電壓，因為低頻時增益大。高頻時增益小，所以會出現(xiàn)較大的開關頻率電壓。但pin4的平均電壓必須為零，因為它通過一個電阻Rci接地。實例中檢流電阻Rs上的電壓為負，所以UC3854的相應端子上的電壓就不能低于地。檢流電阻上的電壓是很小的，所以pin2和pin5上的電壓就被箝制得稍為負。1V峰值電壓，或檢流電阻上的電壓大一些對噪音衰減有好處，但出于它的損耗考慮又不能太大。檢測電阻的選擇具有很大的隨意性。實例電路選Rs=0.25，最壞情況下的峰值電流是5.6A，所以Rs上的最大峰值電壓為1.40V(pk)。峰值電流限制當瞬時電流超過最大值時，或pin2低于地時，表現(xiàn)為峰值電流限制，

28、UC3854被關斷。電流限制值，用參考電壓到電流檢測電阻的分壓器來設置。分壓器方程為 其中Rpk1和Rpk2是分壓電阻，Vref=7.5V , Vrs是檢流電阻Rs上在電流限制點的電壓。通過Rpk2的電流大約1mA。本例電流限制在5.4A，Rpk1=10k , Rpk2=1.8k。用一個小電容Cpk，可得到低母線電壓工作時的很好的抗噪音，不過限流點稍有增加。乘法器設置乘法器/除法器是功率因數(shù)校正器的核心。一器的輸出控制著電流環(huán)，從而控制著輸入電流，得到高功率因數(shù)。所以乘法器輸出是表現(xiàn)輸入母線電流的信號。與許多由輸出著手的設計不同，乘法器電路的設計要從輸入著手。乘法器電路有三個輸入端，控制電流I

29、ac(pin6)，來自輸入的前饋電壓，Vff(pin8)，電壓誤差放大器輸出電壓Vvea(pin7)。乘法器的輸出電流與這三個輸入的關系是 其中Km對這個乘法器來說是個常數(shù)，為1.0，Iac是來自整流輸入電壓的控制電流，Vvea是電壓誤差放大器的輸出，Vff是前饋電壓。前饋電壓Vff是平方器的輸入，UC3854平方器允許Vff的范圍為1.4到4.5V。UC3854具有內(nèi)部箝位，它將Vff的有效值限制在4.5V。Vff輸入的分壓器有三個電阻（Rff1，Rff2，Rff3，見圖6）和兩個電容（Cff1和Cff2），所以它提供的兩個輸出濾波得很好。分壓器的電阻和電容構成了一個二階低通濾波器，所以它的

30、直流輸出正比于輸入半正弦的平均值。這個平均值是半正弦波方均根值的90%。如交流輸入電壓的方均根值是270Vac，半正弦波的平均值是243Vdc，峰值是382V。Vff分壓器要滿足兩個直流條件。在高母線輸入電壓時，Vff不會大于4.5V。在這種情況下，Vff輸入被箝位，所以失去前饋功能。Vin為低母線電壓時，分壓器起分壓作用，Vff為1.414V，分壓器上節(jié)點的Vffc約為7.5V。如果Vff輸入低于1.414V，則因內(nèi)部電流限制使乘法器輸出保持不變。Vff輸入總是在1.414V以上，只有在輸入最低時為1.414V。這樣會引起在交流母線輸入電壓范圍太寬時對輸入電壓高端的限制。不過用Vff把輸入電

31、壓在高端加以限制，要比由乘法器輸出來限制低端要好。如果Vff被限制，電壓環(huán)增益就會變化，而整個系統(tǒng)就會變小，而乘法器限制會引起輸入電流波形失真變大。本實例用UC3854，Vff最大值為4.5V。如分壓器上面電阻Rff1為910k，中間電阻Rff2為91k，下面電阻Rff3為20k，當輸入電壓方均根值為270Vac，直流平均值243V時，Vff取4.76V最大值。當輸入電壓方均根值為80Vac，平均值為72V時，Vff為1.41Vdc。在Vin=80Vac時，分壓器上節(jié)點的電壓Vffc為7.83V。注意，高端超過了4.5V，低端不低于1.41V。乘法器輸入的下一部分是電壓誤差放大器的輸出。電壓誤

32、差放大器的輸出Vvea被UC3854內(nèi)部箝位在5.6V。電壓誤差放大器的輸出相當于變換器的輸入功率。給定了Vvea電壓，不管母線電壓如何變化，前饋電壓保證輸入功率恒定。如設置5V作為正常工作的工作點，那么5.6V就給出了12%的過載限制。電壓誤差放大器的輸出由Vff的最小值1.414V而箝位。把這些值代入前面的乘法器 輸出電流方程就可看出這一點。當Vff大時，乘法器的固有誤差就會增大，因為Vvea/Vff變小。如某個應用有很寬的輸入電壓范圍，又要求有很低的諧波失真，那么Vff應在0.7到3.5V間變化。為實現(xiàn)這一點，電壓誤差放大器必須外加箝位，使它的輸出低于2.00V。但一般情況下不主張這么做

33、。乘法器輸入電流乘法器工作電流通過Rvac取自輸入電壓。這個電流大一些，乘法器的線性就會好一些，但不能超過0.6mA。實例電路的高母線峰值電壓為382Vdc，UC3854的pin6端的電壓是6.0Vdc。Rvac取620k，Iac最大值為0.6mA。為在接近輸入波形尖端時，即Vin=0時能正常工作，要有一個偏置電流，以保證pin6為6.0Vdc。用一個電阻Rb1由Vref接到pin6，提供這個小偏流。Rb1=Rvac/4。實例電路中Rb1取150k來提供這個校正偏置。乘法器的最大輸出發(fā)生在低母線輸入正弦波的峰處。乘法器的最大輸出電流可用相應條件和前面給出的Imo方程求出。當Vin為低時，Iac

34、的峰值為182uA,Vvea將為5.0V, Vff將為2.0V , Imo的最大值將為365uA 。Imo不能大于Iac的兩倍 , 這也就是在這個電壓下的最大允許電流，同樣也就限制了功率因數(shù)校正器的峰值輸入電流。Iset電流是對乘法器輸出電流的另一限制。Imo不能大于3.75/Rset。實例電路的Rset=10.27k為最大，取10k。乘法器輸出電流Imo必然要正比于電感電流的 電流和電壓反饋環(huán)電流之和。由乘法器的輸出接一個電阻到電流檢測電阻就是為了實現(xiàn)這一功能,使得乘法器的輸出變?yōu)榍蠛忘c。正常工作時pin5的平均電壓為零,但具有開關頻率紋波電壓,峰度包絡是母線頻率的兩倍。實例電路升壓電感峰值

35、電流限在5.6A，電流檢測電阻是0.25W,所以檢測電阻上的峰值電壓為1.4V。乘法器最大輸出電流為365uA,所以求和電阻Rmo必須是3.84K,取3.9K。振蕩器頻率振蕩器充電電流是Iset,由Rset確定,振蕩器頻率由延時電容和充電電流確定。延時電容為其中Ct是延時電容,fs是開關頻率(Hz)。實例電路fs=100KHz,Rset=10K,所以Ct=0.00125uF。電流誤差放大器補償為了穩(wěn)定工作,電流環(huán)必須加以補償。升壓變換器控制到輸入電流傳輸函數(shù)是單極點的,且出現(xiàn)在高頻端,這是因為升壓電感的阻抗和檢測電阻(Rs)構成了一個低通濾波器?？刂频捷斎腚娏鱾鬏敽瘮?shù)為其中Vrs是輸入電流檢測

36、電阻上的電壓,Vcea是電流誤差放大器的輸出,Vo是直流輸出電壓,Vs是振蕩器斜波的峰峰幅度,SL是升壓電感阻抗(jwL)和檢流電阻Rs(用檢流變壓器時為Rs/N)。這個方程只對濾波器諧振頻率(LCo)和開關頻率之間的區(qū)域是正確的。輸出電容支配的低頻諧振,這個方程是不同的。電流誤差放大器補償是為了給出開關頻率附近的平坦的增益,用升壓功率級自然關斷給出總環(huán)的校正補償。這個放大器的低頻零響應給出了高增益,使得平均電流型控制能正常工作。這個誤差放大器在開關頻率附近的增益由開關開斷時電感電流的下降斜率跟蹤振蕩器斜波確定。這兩個信號是UC3854PWM比較器的輸入。電感電流下降斜率單位是A/S,當輸入電

37、壓為零時值最大。換句話說,也就是升壓變換器輸入和輸出間電壓差最大時。在這一點(Vin=0),電感電流由升壓變換器輸出電壓和電感之比(Vo/L)給出。這個電流流進電流檢測電阻Rs,產(chǎn)生一個斜率為VoRs/L的電壓(用電流檢測變壓器時為VoRs/NL)。這個斜率,在開關頻率附近被電流誤差放大器增益放大,如電流環(huán)補償適當,它就等于振蕩器斜波的斜率(單位為V/S)。如這個增益太高,電感電流的斜率就大于斜波斜率,環(huán)就不穩(wěn)定。不穩(wěn)定性將出現(xiàn)在輸入波形的尖端附近,隨著輸入電壓增加而消失。將電流誤差放大器的增益與上式相乘,并令此等于1,就可求出環(huán)的截止頻率。重新安排方程并解出截止頻率為其中fci是電流環(huán)截止頻

38、率,Rcz/Rci是電流誤差放大器增益。用這種方法可獲得電流環(huán)最好的可能響應。在實例電路中,輸出電壓為400Vdc,電感是1.0mH,所以電感電流的下降率為400mA/us。電流檢測電阻是0.25W,所以到電流誤差放大器的輸入是100mV/us。UC3854振蕩器斜波峰峰值為5.2V,開關頻率為100KHz,所以這個斜波的斜率是0.52V/us。電流誤差放大器在開關頻率附近的增益必須為5.2,才可使兩個斜率相等。輸入電阻(Rci)取3.9K,反饋電阻(Rcz)取20K,給出放大器的增益為5.2。電流環(huán)截止頻率為15.9KHz。電流誤差放大器零響應的位置必須在或低于這個截止頻率。如它在截止頻率,

39、相位差將為45度。如低于截止頻率,相位差就較大。45度相位差是非常穩(wěn)定的,不僅過沖小,對器件變化還具有很好的冗余度。零響應位置應放在截止頻率上,且電容在這個頻率上的阻抗應等于Rcz的值。方程是,Ccz=1/(2pfciRcz)。實例變換器的Rcz=20K,fci=15.9KHz,所以Ccz=500pF。為給出更低一點的相位差,Ccz取620pF。為了改善噪音靈敏度,通常在開關頻率附近給電流誤差放大器響應加一個極點。如果這個極點在半開關頻率之上,就不會影響電流環(huán)的頻率響應。實例變換器的Ccp用62pF電容,給出一個128KHz的極點。它在實際開關頻率之上,所以應該用大一點的電容值,不過這兒用62

40、pF電容就足夠了。電壓誤差放大器補償為了穩(wěn)定性,電壓控制環(huán)必須加以補償,但因電壓環(huán)的帶寬比開關頻率小得多,要求電壓控制環(huán)實實在在地驅(qū)動,這樣才能保持輸入失真最小。為了衰減輸出電容上的母線頻率二次諧波，保持輸入電流的調(diào)制小，環(huán)帶寬必須足夠地低。電壓誤差放大器還必須有足夠的相位移，所以能保持調(diào)制與輸入母線同相，因而保證高功率因數(shù)。輸出級的基本低頻模型是驅(qū)動一個電容的電流源。功率級和電流反饋環(huán)組成電流源，電容就是輸出電容。這樣就構成一個積分器，它的抗性特性是每十倍開關頻率變化而變化20dB。如果電壓反饋環(huán)如此，閉合就會是穩(wěn)定的，電壓誤差放大器的增益將是不變的。這就是用于穩(wěn)定電壓環(huán)的技術。但是，它的特

41、性還在于減小紋波電壓幅度和把相位移到90度，放大器響應需要有一個極點。用失真準則確定電壓誤差放大器對母線頻率二次諧波的增益，爾后求出1增益截止頻率，并用來確定電壓誤差放大器頻率響應的極點位置。設計電壓誤差放大器補償?shù)牡谝徊绞谴_定在輸出電容上呈現(xiàn)的紋波第一的大小。這個二次諧波電壓峰值為其中Vopk是輸出紋波電壓的峰值（峰峰值是這個值的兩倍，fr是紋波頻率，即輸入母線頻率的二次諧波，Co是輸出電容值，Vo是直流輸出電壓。實例變換器的峰值紋波電壓為1.84Vpk。這個紋波列輸入傳遞產(chǎn)生的失真量要進一步解決。這要以變換器指標為基準。實例變換器規(guī)定3%THD，有0.75%的THD來自這個為量。這就意味著

42、電壓誤差放大器輸出的紋波電壓被限制在1.5%。電壓誤差放大器有效輸入范圍(DVvea)為1.0到5.0V，所以電壓誤差放大器輸出中的峰值紋波電壓為Vveapk=紋波%×DVvea。實例變換器電壓誤差放大器輸出峰值紋波電壓為60mVpk。電壓誤差放大器增益Gva在二次諧波紋波頻率的值，是上面給出的兩個值之比。電壓誤差放大器輸出峰值紋波電壓除輸出電容峰值紋波電壓。實例變換器的Gva是0.0326。設計的下一步是要確定Rvi選擇的界限。它的值必須足夠小，以至于偏置電流對輸出影響不大，但為了它的損耗不大又必須充分大。在實例變換器中，Rvi 取511K，功率損耗為300mW。反饋電容Cvf 設

43、置二次諧波紋波頻率的增益，通過它的選擇校正母線頻率二次諧波的電壓誤差放大器增益。方程為實例變換器取Cvf =0.08uF。如果取Cvf =0.047uF，相位差會稍好一些，失真只稍大一點點，故取這個值。輸出電壓由分壓器Rvi和Rvd設置。Rvi的值總是確定的，所以Rvd由所希望的輸出電壓求出，參考電壓為7.5Vdc。例中Rvd=10K，得到的輸出電壓為390Vdc。要輸出400Vdc，可再在這個Rvd上并一個 414K電阻，不過這個應用用390Vdc就可以了。Rvd對有源功率因數(shù)校正器的交流特性沒有影響。它只影響直流輸出電壓的設定。電壓誤差放大器的極點頻率，可令環(huán)增益方程等于1而解出頻率得到。

44、等于環(huán)增益是誤差放大器增益和功率級增益之積，可用輸入功率來表示。乘法器、除法器和平方器都可歸入功率級增益，它們的影響是把等于誤差放大器的輸出變換成功率控制信號。這樣就可把升壓級傳輸函數(shù)簡單地用功率表示。方程為其中Gbst是升壓級增益，包括乘法器、除法器和平方器，Pin是平均輸入功率，Xco是輸出電容阻抗，DVvea是電壓誤差放大器輸出電壓范圍(UC3854為4V)，Vo是直流輸出電壓。這個誤差放大器在極點之上頻率響應增益為其中Gva是電壓誤差放大器增益，Xcf是反饋電容的阻抗，Rvi是輸入電阻?？傠妷涵h(huán)增益是Gbst和Gva之積，為上式中有兩個因子與f有關，即Xco和Xcf。這個函數(shù)有二階斜率

45、（每十倍40dB），所以是頻率平方的函數(shù)。為解出1增益頻率，令GV=1,重新安排方程，并解出fvi。Xco用1/(2pfCo)代替，Xcf用1/(2pCvf)代替。則方程變?yōu)閷嵗獬鰂vi=19.14Hz。再令Rvf等于Cvf在fvi時的阻抗，就可解出Rvf。方程為Rvf=1/(2pfviCvf)。實例算出為177K，取174K。前饋電壓分壓器濾波器乘法器前饋輸入二次諧波紋波電壓的百分比與交流母線三次諧波紋波電流百分比相等。前饋分壓器中的電容（Cff1和Cff2）衰減來整流輸入電壓的紋波電壓。輸入交流母線電壓的二次諧波紋波為66.2%。所需要的衰減量，或濾波器增益，就是三次諧波失真分配到這個

46、失真源的失真除66.2%。實例由這兒輸入的是總諧波失真的1.5%，所以所要求的衰減是Gff=1.5/66.2=0.0227。希望這個分壓器串能實現(xiàn)一個二階濾波器，這樣會給出母線電壓方均根值變化的更快的響應。典型情況約快6倍。要使帶寬最寬，這個濾波器的兩個極點應位于同一頻率。這個濾波器的總增益是兩級濾波器增益之積，所以每級濾波器的增益是總增益的平方根。兩級濾波器的相互作用不大，因為它們的阻抗不同，故可分別處理。在實例變換器中，每級濾波器在二次諧波頻率的增益為0.0227或每級為0.15。為了求出電容值，就要求出截止頻率，它們的關系仍然一樣。具有簡單的實極點，所以截止頻率是級增益乘紋波頻率，即 實

47、例變換器濾波器增益為0.0227，級增益為0.15，紋波頻率為120Hz，所以截止頻率為fc=0.15×120=18Hz。因為截止頻率是用來計算濾波電容的，即電容阻抗等于截止頻率下的負載電阻的阻抗。下面的兩個方程可用來計算兩個電容的值 在實例變換器中Rff2為91K，Rff3為20K，所以Cff1=0.1uF，Cff2=0.44uF，取Cff2=0.47uF。至此就完成了有源功率因數(shù)校正器主電路的設計。設計過程小結下面將前節(jié)介紹的有源功率因數(shù)校正器的設計過程按步驟進行小結。實例仍然選原來的。1指標確定有源功率因數(shù)校正器的工作要求。例：Po(max): 250WVin: 80-270V

48、acfL : 47-65HzVo: 400Vdc2選擇開關頻率例：100Khz3選擇電感A最大峰值母線電流。Pin=Po(max) 例Ipk=1.41×250/80=4.42AB 紋波電流 例I=0.2×4.42=0.9A(p-p)C 確定低整流母線電壓峰Vin(p)處Ipk時的占空比 例D=(400-113)/400=0.71D 計算電感，fs是開關頻率 例L=(113×0.71)/(100000×0.9)=0.89mH取1.0mH4 ·選擇輸出電容 其中是保持時間，V1是最小輸出電容電壓。如要求保持時間就用這個方程，典型情況用每瓦1uF到2

49、uF。如果不考慮保持時間，用二次諧波紋波電壓和總電容功率損耗來確定最小電容。例Co=(2×250×34ms)/(4002-3502)=450uF5 選擇電流檢測電阻如果用檢流變壓器就要考慮匝比，以及檢流輸出對公共端是正還是負。要保證這個電阻上的電壓較低，典型情況是.A 求出例Ipk(max)=4.42+0.45=5.0A(p)B ·計算檢流電阻 例Rs=1.0/5.0=0.2，取0.25。C ·計算實際峰值檢測電壓 例Vrs(pk)=5.0×0.25=1.25V6 設置峰值電流限制Rpk1和Rpk2是分亞器電阻。選擇一個過載峰值電流Ipk(ov

50、ld) ，典型情況Rpk1取10k。 例Vrs(ovld)=5.6×0.25=1.4V 例Rpk2=(1.4×10k)/7.5=1.87k，取1.8k。7 乘法器設計乘法器的工作由下面的方程給出。Imo是乘法器輸出電流 , Km=1 , Iac是乘法輸入電流 , Vff是前饋電壓 , Vvea是電壓誤差放大器輸出。 A 前饋分亞器由于Vin的方均根值隨著整流輸入電壓的變化，在Vin(min)時，Vff點的電壓是1.414V，另一分壓點Vffc的電壓約是7.5V。交流輸入電壓的方均根值是Vin(min)，則平均值是它的0.9倍。分壓器電阻可用下面的兩個式子求出，分壓器輸入阻抗通常選1M。 例Rff1=910k , Rff2=91k , Rff3=20k B 選擇Rvac 求出最大峰值母線電壓 例Vpk(max)=1.414×270=382Vpk除600mA乘法器輸入電流得 例Rvac=382/6E-6=637K，取620k。C 選擇Rb1這是偏置電阻。用它和Rvac組成分壓器對Vref分壓，即可求出Rb1，方程為Rb1=0.25Rvac例Rb1=0.2