異步電機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)

1、1 近代交流調(diào)速系近代交流調(diào)速系統(tǒng)統(tǒng) 遼寧科技大學(xué)王克成遼寧科技大學(xué)王克成 攜帶電話：攜帶電話電子郵箱：電子郵箱：2 概概 述述異步電機的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)一般簡稱為變頻調(diào)速系統(tǒng)。由于在調(diào)速時轉(zhuǎn)差功率不隨轉(zhuǎn)速而變化，調(diào)速范圍寬，無論是高速還是低速時效率都較高，在采取一定的技術(shù)措施后能實現(xiàn)高動態(tài)性能，可與直流調(diào)速系統(tǒng)媲美。因此現(xiàn)在應(yīng)用面很廣。3內(nèi)容提要內(nèi)容提要變壓變頻調(diào)速的基本控制方式異步電動機電壓頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性電力電子變壓變頻器的主要類型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)基于異步電動機穩(wěn)態(tài)模型的變壓變頻調(diào)速異步電動機的動態(tài)數(shù)學(xué)模型和坐標(biāo)變換基于動態(tài)模型

2、按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的矢量控制系統(tǒng)基于動態(tài)模型按定子磁鏈控制的直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)4第一章第一章 變壓變頻調(diào)速的基本控制方式變壓變頻調(diào)速的基本控制方式在進(jìn)行電機調(diào)速時，常須考慮的一個重要因素是：希望保持電機中每極磁通量 m 為額定值不變。如果磁通太弱，沒有充分利用電機的鐵心，是一種浪費；如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導(dǎo)致過大的勵磁電流，嚴(yán)重時會因繞組過熱而損壞電機。5對于直流電機，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應(yīng)有恰當(dāng)?shù)难a償， m 保持不變是很容易做到的。在交流異步電機中，磁通 m 由定子和轉(zhuǎn)子磁勢合成產(chǎn)生，要保持磁通恒定就需要費一些周折了。6 定子每相電動勢Eg 4.44 f1 N s k N

3、S m（1-1）式中：Eg 氣隙磁通在定子每相中感應(yīng)電動勢的有效值，單位為V；f1 定子頻率，單位為Hz；Ns 定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)；kNs 基波繞組系數(shù)；m 每極氣隙磁通量，單位為Wb。7由式（1-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可達(dá)到控制磁通m 的目的。對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。81.1 基頻以下調(diào)速由式（1-1）可知，要保持 m 不變，當(dāng)頻率 f1 從額定值 f1N 向下調(diào)節(jié)時，必須同時降低 Eg ，使常值（1-2）即采用恒值電動勢頻率比的控制方式采用恒值電動勢頻率比的控制方式。1gEf9 恒壓頻比的控制方式然而，繞組中的感應(yīng)電動勢是難以直接控制的。

4、當(dāng)電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認(rèn)為定子相電壓 Us Eg，則得（1-3）這是恒壓頻比的控制方式恒壓頻比的控制方式。常值1sUf10但是，在低頻時 Us 和 Eg 都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓 Us 抬高一些，以便近似地補償定子壓降近似地補償定子壓降。帶定子壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性示于下圖中的 b 線，無補償?shù)目刂铺匦詣t為a線。11圖1-1 恒壓頻比控制特性帶壓降補償?shù)暮銐侯l比控制帶壓降補償?shù)暮銐侯l比控制121.2 基頻以上調(diào)速在基頻以上調(diào)速時，頻率應(yīng)該從 f1N向上升高，但定子電壓Us 卻不可能超過額定電壓UsN ，最多只

5、能保持Us = UsN ，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當(dāng)于直流電機弱磁升速的情況。把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。13 變壓變頻控制特性圖1-2 異步電機變壓變頻調(diào)速的控制特性14如果電機在不同轉(zhuǎn)速時所帶的負(fù)載都能使電流達(dá)到額定值，即都能在允許溫升下長期運行，則轉(zhuǎn)矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉(zhuǎn)矩也恒定，屬于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”性質(zhì)，而在基頻以上，轉(zhuǎn)速升高時，磁通降低轉(zhuǎn)矩也降低，屬于“恒功率調(diào)速”。15第二章第二章 異步電動機電壓頻率協(xié)調(diào)控制時異步電動機電壓頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性的機械特性本章提要本章提要恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機

6、的機械恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械特性特性基頻以下電壓基頻以下電壓頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性2.1 恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械特性機械特性電機學(xué)中給出了異步電機在恒壓恒頻正弦波供電時的機械特性方程式 Te= f (s)。當(dāng)定子電壓 Us 和電源角頻率 1 恒定時，可以改寫成如下形式：（2-1）16212222113srepsrlslrUs RTnsR RsLL17 特性分析當(dāng)s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則（2

7、-2）也就是說，當(dāng)s很小時，轉(zhuǎn)矩近似與s成正比，機械特性 Te = f（s）是一段直線，見圖2-1。2113seprUsTnsR18特性分析（續(xù)）當(dāng) s 接近于1時，可忽略式（2-1）分母中的Rr ，則（2-3）即s接近于1時轉(zhuǎn)矩近似與s成反比，這時，Te = f（s）是對稱于原點的一段雙曲線。212221113srepslslrURTnss RLL 機械特性當(dāng) s 為以上兩段的中間數(shù)值時，機械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段，如圖所示。圖2-1 恒壓恒頻時異步電機的機械特性19202.2 基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性機械特性由式（2-1）機械特性方程式可以

8、看出，對于同一組轉(zhuǎn)矩 Te 和轉(zhuǎn)速 n（或轉(zhuǎn)差率s）的要求，電壓 Us 和頻率 1 可以有多種配合。在 Us 和 1 的不同配合下機械特性也是不一樣的，因此可以有不同方式的電壓頻率協(xié)調(diào)控制。211. 恒壓頻比控制（ Us /1 ）在第1章中已經(jīng)指出，為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機鐵心，發(fā)揮電機產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時，同步轉(zhuǎn)速自然要隨頻率變化。60 12 n pn 0 （2-4）22在式（2-2）所表示的機械特性近似直線段上，可以導(dǎo)出（2-6）帶負(fù)載時的轉(zhuǎn)速降落為s1602npn sn0 （2-5）1213respRTsUn23由此可見，當(dāng) Us /1

9、為恒值時，對于同一轉(zhuǎn)矩 Te ，s1 是基本不變的，因而 n 也是基本不變的。這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率 1 時，機械特性基本上是平行下移，如圖2-2所示。它們和直流他勵電機變壓調(diào)速時的情況基本相似。24所不同的是，當(dāng)轉(zhuǎn)矩增大到最大值以后，轉(zhuǎn)速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時最大轉(zhuǎn)矩值越小，由電機學(xué)很容易可得（2-7）2max21211312psesslslrnUTRRLL25可見最大轉(zhuǎn)矩 Temax 是隨著的 1 降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機的帶載能力，采用定子壓降補償，適當(dāng)?shù)靥岣唠妷篣s，可以增強帶載能力，見圖2-2。26 機械特性曲線圖2-2 恒壓頻

10、比控制時變頻調(diào)速的機械特性272. 恒 Eg / 1 控制下圖再次繪出異步電機的穩(wěn)態(tài)等效電路，圖中幾處感應(yīng)電動勢的意義如下： Eg 氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電動勢； Es 定子全磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電動勢； Er 轉(zhuǎn)子全磁通在轉(zhuǎn)子繞組中的感應(yīng)電動勢（折合到定子邊）。28圖2-3 異步電動機穩(wěn)態(tài)等效電路和感應(yīng)電動勢 異步電動機等效電路29 特性分析如果在電壓頻率協(xié)調(diào)控制中，恰當(dāng)?shù)靥岣唠妷?Us 的數(shù)值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持 Eg /1 為恒值（基頻以下），則由式（1-1）可知，無論頻率高低，每極磁通 m 均為常值。特性分析（續(xù)）由等效電路可以看出（2-8）代入

11、電磁轉(zhuǎn)矩關(guān)系式，得2221grrlrEIRLs30（2-9）2212222211122133pggrreprlrrlrnEERs RTnsRsLRLs31特性分析（續(xù)）利用與前相似的分析方法，當(dāng)s很小時，可忽略式（2-9）分母中含 s 項，則（2-10）這表明機械特性的這一段近似為一條直線。2113geprEsTnsR32特性分析（續(xù)）當(dāng) s 接近于1時，可忽略式（2-9）分母中的 項，則（2-11）s 值為上述兩段的中間值時，機械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒壓頻比特性相似。221113greplrERTns Ls2rR33 性能比較但是，對比式（2-1）和式（2-9）可以看出

12、，恒 Eg /1 特性分母中含 s 項的參數(shù)要小于恒 Us /1 特性中的同類項。也就是說， s 值要更大一些才能使該項占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒 Eg /1特性的線性段范圍更寬。34性能比較（續(xù)）將式（2-9）對 s 求導(dǎo)，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率（2-12）和最大轉(zhuǎn)矩（2-13）1rmlrRsL2max1312geplrETnL35性能比較（續(xù)）值得注意的是，在式（2-13）中，當(dāng)Eg /1 為恒值時，Temax 恒定不變，如下圖所示，其穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒 Us /1 控制的性能。這正是恒 Eg /1 控制中補償定子壓降所追求的目

13、標(biāo)。36 機械特性曲線圖2-3恒 Eg /1 控制時變頻調(diào)速的機械特性I R r / s373. 恒 Er / 1 控制如果把電壓頻率協(xié)調(diào)控制中的電壓再進(jìn)一步提高，把轉(zhuǎn)子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，機械特性會怎樣呢？由此可寫出E rr（2-14）38代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關(guān)系式，得（2-15）現(xiàn)在，不必再作任何近似就可知道，這時的機械特性完全是一條直線，見圖2-4。22121133prrreprrnEREsTnsRRs39 幾種電壓頻率協(xié)調(diào)控制方式的特性比較圖2-4 不同電壓頻率協(xié)調(diào)控制方式時的機械特性40顯然，恒 Er /1 控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機一樣的線

14、性機械特性。這正是高性能交流變頻調(diào)速所要求的性能?，F(xiàn)在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的 Er /1 呢？41按照式（1-1）電動勢和磁通的關(guān)系，可以看出，當(dāng)頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式（1-1）中，氣隙磁通的感應(yīng)電動勢 Eg 對應(yīng)于氣隙磁通幅值 m ，那么，轉(zhuǎn)子全磁通的感應(yīng)電動勢 Er 就應(yīng)該對應(yīng)于轉(zhuǎn)子全磁通幅值 rm ：Er 4.44 f1 Ns k Ns rm（2-16）42由此可見，只要能夠按照轉(zhuǎn)子全磁通幅值 rm = Constant 進(jìn) 行控制，就可以獲得恒 Er /1 了。這正是矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則，后面將詳細(xì)討論。434幾種協(xié)調(diào)控制方式的比較綜上所

15、述，在正弦波供電時，按不同規(guī)律實現(xiàn)電壓頻率協(xié)調(diào)控制可得不同類型的機械特性。（1）恒壓頻比（ Us /1 = Constant ）控制最容易實現(xiàn)，它的變頻機械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調(diào)速要求，但低速帶載能力有些差強人意，須對定子壓降實行補償。44（2）恒Eg /1 控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補償?shù)臉?biāo)準(zhǔn)，可以在穩(wěn)態(tài)時達(dá)到rm = Constant，從而改善了低速性能。但機械特性還是非線性的，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力仍受到限制。45（3）恒 Er /1 控制可以得到和直流他勵電機一樣的線性機械特性，按照轉(zhuǎn)子全磁通 rm 恒定進(jìn)行控制，即得Er /1 = Constant而且，在動

16、態(tài)中也盡可能保持 rm 恒定是矢量控制系統(tǒng)的目標(biāo)，當(dāng)然實現(xiàn)起來是比較復(fù)雜的。462.3 基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性 性能分析性能分析在基頻以上變頻調(diào)速時，由于定子電壓Us= UsN 不變，式（2-1）的機械特性方程式可寫成（2-17）22222113rep sNsrlslrsRTnUsR RsL L47性能分析（續(xù)）而式（2-7）的最大轉(zhuǎn)矩表達(dá)式可改寫成（2-18）同步轉(zhuǎn)速的表達(dá)式仍和式（2-4）一樣。2max22211312epsNsslslrTn URRLL48 機械特性曲線由此可見，當(dāng)角頻率提高時，同步轉(zhuǎn)速隨之提高，最大轉(zhuǎn)矩減小，機械特性上移，而形狀基本不變

17、，如圖所示。圖2-5 基頻以上恒壓變頻調(diào)速的機械特性49由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩的減小，但轉(zhuǎn)速升高了，可以認(rèn)為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調(diào)速屬于弱磁恒功率調(diào)速。最后，應(yīng)該指出，以上所分析的機械特性都是在正弦波電壓供電下的情況。如果電壓源含有諧波，將使機械特性受到扭曲，并增加電機中的損耗。因此在設(shè)計變頻裝置時，應(yīng)盡量減少輸出電壓中的諧波。502.4 恒流正弦波供電時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性在變頻調(diào)速時，保持異步電機定子電流的幅值恒定，叫作恒流控制，電流幅值恒定是通過帶PI調(diào)節(jié)器的電流閉環(huán)控制實現(xiàn)的，這種系統(tǒng)不僅安全可靠而且具有良好的動靜態(tài)性能。恒流供

18、電時的機械特性與上面分析的恒壓機械特性不同，現(xiàn)進(jìn)行分析。51 轉(zhuǎn)子電流計算設(shè)電流波形為正弦波，即忽略電流諧波，由異步電動機等效電路圖所示的等效電路在恒流供電情況下可得1111111rmlrrmlrmrssrrlrmlrRj Lj LsRj Lj Lj LsIIIRRj LjLLss52轉(zhuǎn)子電流計算（續(xù)）電流幅值為（2-19）12221m srrmlrL IIRLLs 電磁轉(zhuǎn)矩公式將式（2-19）代入電磁轉(zhuǎn)矩表達(dá)式得（2-20）53222 2122112133rpprerm srmlrRnnRsTIL IsRL Ls221222213rpmsrmlrR snL IRsLL 最大轉(zhuǎn)矩及其轉(zhuǎn)差率取d

19、Te /dt = 0，可求出恒流機械特性的最大轉(zhuǎn)矩值（2-21）產(chǎn)生最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率為（2-22）54Te max I s const . sm I s const. Rr1 ( Lm Llr )2232pmsmlrn LILL55不同電流、不同頻率下的恒流機械特性示于圖2-6。圖2-6 恒流供電時異步電動機的機械特性 機械特性曲線按上式繪出56 性能比較 由電機學(xué)給出了恒壓機械特性的最大轉(zhuǎn)差率和最大轉(zhuǎn)矩，如下：（2-23）（2-24）Te max Us const .sm U s const .2221rslslrRRL L22221132pssslslrn URRLL57性能比較（續(xù)）比

20、較恒流機械特性與恒壓機械特性，由上述表達(dá)式和特性曲線可得以下的結(jié)論：（1）恒流機械特性與恒壓機械特性的形狀相似，都有理想空載轉(zhuǎn)速點（s=0，Te= 0）和最大轉(zhuǎn)矩點（ sm ，Temax ）。58性能比較（續(xù)）（2）兩類特性的特征有所不同，比較式（2-22）和式（2-23）可知，由于 Lls Lm，所以，sm|段比較平，而最大轉(zhuǎn)矩處形狀很尖。（3）恒流機械特性的最大轉(zhuǎn)矩值與頻率無關(guān)，恒流變頻時最大轉(zhuǎn)矩不變，但改變定子電流時，最大轉(zhuǎn)矩與電流的平方成正比。Is = const.sm| Us = const. 因此恒流機械特性的線性59性能比較（續(xù)）（4）由于恒流控制限制了電流 Is，而恒壓供電時隨

21、著轉(zhuǎn)速的降低Is會不斷增大，所以在額定電流時 Temax|Is = const.的要比額定電壓時的Temax|Us = const.小得多，用同一臺電機的參數(shù)代入式（2-21）和式（2-24）可以證明這個結(jié)論。但這并不影響恒流控制的系統(tǒng)承擔(dān)短時過載的能力，因為過載時可以短時加大定子電流，以產(chǎn)生更大的轉(zhuǎn)矩，參看圖2-6。60小小結(jié)結(jié)電壓Us與頻率1是變頻器異步電動機調(diào)速系統(tǒng)的兩個獨立的控制變量，在變頻調(diào)速時需要對這兩個控制變量進(jìn)行協(xié)調(diào)控制。 在基頻以下，有三種協(xié)調(diào)控制方式。采用不同的協(xié)調(diào)控制方式，得到的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。 在基頻以上，采用保持電壓不變的恒功率弱磁調(diào)

22、速方法。61第三章第三章 電力電子變壓變頻器的主要類型電力電子變壓變頻器的主要類型本章提要本章提要交交-直直-交和交交和交-交變壓變頻器交變壓變頻器電壓源型和電流源型逆變器電壓源型和電流源型逆變器180導(dǎo)通型和導(dǎo)通型和120導(dǎo)通型逆變器導(dǎo)通型逆變器62 引引 言言如前所述，對于異步電機的變壓變頻調(diào)速，必須具備能夠同時控制電壓幅值和頻率的交流電源，而電網(wǎng)提供的是恒壓恒頻的電源，因此應(yīng)該配置變壓變頻器，又稱VVVF（VariableVoltage Variable Frequency）裝置。63最早的VVVF裝置是旋轉(zhuǎn)變頻機組，即由直流電動機拖動交流同步發(fā)電機，調(diào)節(jié)直流電動機的轉(zhuǎn)速就能控制交流發(fā)電

23、機輸出電壓和頻率。自從電力電子器件獲得廣泛應(yīng)用以后，旋轉(zhuǎn)變頻機組已經(jīng)無例外地讓位給靜止式的變壓變頻器了。643.1 交交-直直-交和交交和交-交變壓變頻器交變壓變頻器從整體結(jié)構(gòu)上看，電力電子變壓變頻器可分為交-直-交和交-交兩大類。1.交交-直直-交變壓變頻器交變壓變頻器交-直-交變壓變頻器先將工頻交流電源通過整流器變換成直流，再通過逆變器變換成可控頻率和電壓的交流，如下圖所示。65 交-直-交變壓變頻器基本結(jié)構(gòu)圖3-1交-直-交（間接）變壓變頻器66由于這類變壓變頻器在恒頻交流電源和變頻交流輸出之間有一個“中間直流環(huán)節(jié)”，所以又稱間接式的變壓變頻器。具體的整流和逆變電路種類很多，當(dāng)前應(yīng)用最廣

24、的是由二極管組成不控整流器和由功率開關(guān)器件（P-MOSFET，IGBT等）組成的脈寬調(diào)制（PWM）逆變器，簡稱PWM變壓變頻器，如下圖所示。67 交-直-交PWM變壓變頻器基本結(jié)構(gòu)圖3-2 交-直-交PWM變壓變頻器68PWM 變壓變頻器的應(yīng)用之所以如此廣泛，是由于它具有如下的一系列優(yōu)點：（ 1 ）在主電路整流和逆變兩個單元中，只有逆變單元可控，通過它同時調(diào)節(jié)電壓和頻率，結(jié)構(gòu)簡單。采用全控型的功率開關(guān)器件，只通過驅(qū)動電壓脈沖進(jìn)行控制，電路也簡單，效率高。69（2）輸出電壓波形雖是一系列的PWM波，但由于采用了恰當(dāng)?shù)腜WM控制技術(shù)，正弦基波的比重較大，影響電機運行的低次諧波受到很大的抑制，因而轉(zhuǎn)

25、矩脈動小，提高了系統(tǒng)的調(diào)速范圍和穩(wěn)態(tài)性能。70（3）逆變器同時實現(xiàn)調(diào)壓和調(diào)頻，動態(tài)響應(yīng)不受中間直流環(huán)節(jié)濾波器參數(shù)的影響，系統(tǒng)的動態(tài)性能也得以提高。（4）采用不可控的二極管整流器，電源側(cè)功率因素較高，且不受逆變輸出電壓大小的影響。71PWM變壓變頻器常用的功率開關(guān)器件有：P-MOSFET，IGBT，GTO和替代GTO的電壓控制器件如IGCT、IEGT等。受到開關(guān)器件額定電壓和電流的限制，對于特大容量電機的變壓變頻調(diào)速仍只好采用半控型的晶閘管（SCR），并用可控整流器調(diào)壓和六拍逆變器調(diào)頻的交-直-交變壓變頻器，見下圖。72 普通交-直-交變壓變頻器的基本結(jié)構(gòu)圖3-3 可控整流器調(diào)壓、六拍逆變器調(diào)頻

26、的交-直-交變壓變頻器732. 交-交變壓變頻器交-交變壓變頻器的基本結(jié)構(gòu)如下圖所示，它只有一個變換環(huán)節(jié)，把恒壓恒頻（CVCF）的交流電源直接變換成VVVF輸出，因此又稱直接式變壓變頻器。有時為了突出其變頻功能，也稱作周波變換器（Cycloconveter）。74 交-交變壓變頻器的基本結(jié)構(gòu)圖3-4 交-交（直接）變壓變頻器75常用的交-交變壓變頻器輸出的每一相都是一個由正、反兩組晶閘管可控整流裝置反并聯(lián)的可逆線路。也就是說，每一相都相當(dāng)于一套直流可逆調(diào)速系統(tǒng)的反并聯(lián)可逆線路（下圖a）。76交-交變壓變頻器的基本電路結(jié)構(gòu)圖3-5-a 交-交變壓變頻器每一相的可逆線路77交-交變壓變頻器的控制方

27、式整半周控制方式整半周控制方式正、反兩組按一定周期相互切換，在負(fù)載上就獲得交變的輸出電壓 u0 ， u0 的幅值決定于各組可控整流裝置的控制角 ， u0 的頻率決定于正、反兩組整流裝置的切換頻率。如果控制角一直不變，則輸出平均電壓是方波，如下圖 b 所示。78圖3-5 -b 方波型平均輸出電壓波形輸出電壓波形79 控制方式（ 2 ） 調(diào)制控制方式調(diào)制控制方式要獲得正弦波輸出，就必須在每一組整流裝置導(dǎo)通期間不斷改變其控制角。例如例如：在正向組導(dǎo)通的半個周期中，使控制角 由/2（對應(yīng)于平均電壓 u0 = 0）逐漸減小到 0（對應(yīng)于 u0 最大），然后再逐漸增加到 /2（ u0 再變?yōu)?），如下圖所

28、示。80圖3-6 交-交變壓變頻器的單相正弦波輸出電壓波形輸出電壓波形81當(dāng)角按正弦規(guī)律變化時，半周中的平均輸出電壓即為圖中藍(lán)線所示的正弦波。對反向組負(fù)半周的控制也是這樣。82 單相交交變頻電路輸出電壓和電流波形83 三相交交變頻電路三相交交變頻電路可以由3個單相交交變頻電路組成，其基本結(jié)構(gòu)如下圖所示。如果每組可控整流裝置都用橋式電路，含6個晶閘管（當(dāng)每一橋臂都是單管時），則三相可逆線路共需36個晶閘管，即使采用零式電路也須18個晶閘管。84 三相交交變頻器的基本結(jié)構(gòu)85 輸出星形聯(lián)結(jié)方式三相交交變頻電路86三相橋式交交變頻電路87因此，這樣的交-交變壓變頻器雖然在結(jié)構(gòu)上只有一個變換環(huán)節(jié)，省去

29、了中間直流環(huán)節(jié)，看似簡單，但所用的器件數(shù)量卻很多，總體設(shè)備相當(dāng)龐大。不過這些設(shè)備都是直流調(diào)速系統(tǒng)中常用的可逆整流裝置，在技術(shù)上和制造工藝上都很成熟，目前國內(nèi)有些企業(yè)已有可靠的產(chǎn)品。88這類交-交變頻器的其他缺點是：輸入功率因數(shù)較低，諧波電流含量大，頻譜復(fù)雜，因此須配置諧波濾波和無功補償設(shè)備。其最高輸出頻率不超過電網(wǎng)頻率的 1/3 1/2，一般主要用于軋機主傳動、球磨機、水泥回轉(zhuǎn)窯等大容量、低轉(zhuǎn)速的調(diào)速系統(tǒng)，供電給低速電機直接傳動時，可以省去龐大的齒輪減速箱。89近年來又出現(xiàn)了一種采用全控型開關(guān)器件的矩陣式交-交變壓變頻器，類似于 PWM控制方式，輸出電壓和輸入電流的低次諧波都較小，輸入功率因數(shù)

30、可調(diào)，能量可雙向流動，以獲得四象限運行，但當(dāng)輸出電壓必須為正弦波時，最大輸出輸入電壓比只有0.866。目前這類變壓變頻器尚處于開發(fā)階段，其發(fā)展前景是很好的。903.2 電壓源型和電流源型逆變器電壓源型和電流源型逆變器在交-直-交變壓變頻器中，按照中間直流環(huán)節(jié)直流電源性質(zhì)的不同，逆變器可以分成電壓源型電壓源型和電流源型電流源型兩類，兩種類型的實際區(qū)別在于直流環(huán)節(jié)采用怎樣的濾波器實際區(qū)別在于直流環(huán)節(jié)采用怎樣的濾波器。下圖繪出了電壓源型和電流源型逆變器的示意圖。91 兩種類型逆變器結(jié)構(gòu)圖3-7 電壓源型和電流源型逆變器示意圖92電壓源型逆變器電壓源型逆變器（Voltage Source Invert

31、er-VSI ），直流環(huán)節(jié)采用大電容濾波，因而直流電壓波形比較平直，在理想情況下是一個內(nèi)阻為零的恒壓源，輸出交流電壓是矩形波或階梯波，有時簡稱電壓型逆變器。93電流源型逆變器電流源型逆變器（Current Source Inverter-CSI），直流環(huán)節(jié)采用大電感濾波，直流電流波形比較平直，相當(dāng)于一個恒流源，輸出交流電流是矩形波或階梯波，或簡稱電流型逆變器。94 性能比較兩類逆變器在主電路上雖然只是濾波環(huán)節(jié)的不同，在性能上卻帶來了明顯的差異，主要表現(xiàn)如下：（1）無功能量的緩沖）無功能量的緩沖 在調(diào)速系統(tǒng)中，逆變器的負(fù)載是異步電機，屬感性負(fù)載。在中間直流環(huán)節(jié)與負(fù)載電機之間，除了有功功率的傳送外

32、，還存在無功功率的交換。濾波器除濾波外還起著對無功功率的緩沖作用，使它不致影響到交流電網(wǎng)。95因此，兩類逆變器的區(qū)別還表現(xiàn)在采用什么儲能元件（電容器或電感器）來緩沖無功能量。（2）能量的回饋）能量的回饋 用電流源型逆變器給異步電機供電的電流源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)有一個顯著特征，就是容易實現(xiàn)能量的回饋，從而便于四象限運行，適用于需要回饋制動和經(jīng)常正、反轉(zhuǎn)的生產(chǎn)機械。96下面以由晶閘管可控整流器UCR和電流源型串聯(lián)二極管式晶閘管逆變器CSI構(gòu)成的交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（如下圖所示）為例，說明電動運行和回饋制動兩種狀態(tài)。97圖3-8-a 電流源型交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的兩種運行狀態(tài) 電動運行狀

33、態(tài)98當(dāng)電動運行時，UCR的控制角 ，電動機以轉(zhuǎn)速運行，電功率的傳送方向如上圖a所示。99圖3-8-b 電流源型交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的兩種運行狀態(tài)逆變運行狀態(tài)100如果降低變壓變頻器的輸出頻率 1，或從機械上抬高電機轉(zhuǎn)速 ，使 1 90 ，則異步電機轉(zhuǎn)入發(fā)電狀態(tài)，逆變器轉(zhuǎn)入整流狀態(tài)，而可控整流器轉(zhuǎn)入有源逆變狀態(tài)，此時直流電壓Ud 立即反向，而電流 Id 方向不變，電能由電機回饋給交流電網(wǎng)（圖b）。101與此相反，采用電壓源型的交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)要實現(xiàn)回饋制動和四象限運行卻很困難，因為其中間直流環(huán)節(jié)有大電容鉗制著電壓的極性，不可能迅速反向，而電流受到器件單向?qū)щ娦缘闹萍s也不能反向，

34、所以在原裝置上無法實現(xiàn)回饋制動。102必須制動時，只得在直流環(huán)節(jié)中并聯(lián)電阻實現(xiàn)能耗制動，或者與UCR反并聯(lián)一組反向的可控整流器，用以通過反向的制動電流，而保持電壓極性不變，實現(xiàn)回饋制動。這樣做，設(shè)備要復(fù)雜多了。103性能比較（續(xù)）（3）動態(tài)響應(yīng)動態(tài)響應(yīng)正由于交-直-交電流源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的直流電壓可以迅速改變，所以動態(tài)響應(yīng)比較快，而電壓源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)就慢得多。（4）輸出波形輸出波形電壓源型逆變器輸出的電壓波形為方波，電流源型逆變器輸出的電流波形為方波（見下表）。104性能比較（續(xù)）表3-1 兩種逆變器輸出波形比較105性能比較（續(xù)）（4）應(yīng)用場合）應(yīng)用場合 電壓源型逆變器屬

35、恒壓源，電壓控制響應(yīng)慢，不易波動，所以適于做多臺電機同步運行時的供電電源，或單臺電機調(diào)速但不要求快速起制動和快速減速的場合。采用電流源型逆變器的系統(tǒng)則相反，不適用于多電機傳動，但可以滿足快速起制動和可逆運行的要求。1063.3 180導(dǎo)通型和導(dǎo)通型和120導(dǎo)通型逆變器導(dǎo)通型逆變器交-直-交變壓變頻器中的逆變器一般接成三相橋式電路，以便輸出三相交流變頻電源，下圖為6個電力電子開關(guān)器件VT1 VT6 組成的三相逆變器主電路，圖中用開關(guān)符號代表任何一種電力電子開關(guān)器件。107 三相橋式逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖3-9 三相橋式逆變器主電路108控制方式控制各開關(guān)器件輪流導(dǎo)通和關(guān)斷，可使輸出端得到三相交流電壓

36、。在某一瞬間，控制一個開關(guān)器件關(guān)斷，同時使另一個器件導(dǎo)通，就實現(xiàn)了兩個器件之間的換流。在三相橋式逆變器中，有180導(dǎo)通型和120導(dǎo)通型兩種換流方式。109（1）180導(dǎo)通型控制方式同一橋臂上、下兩管之間互相換流的逆變器稱作180導(dǎo)通型逆變器。例如，當(dāng)VT1關(guān)斷后，使VT4導(dǎo)通，而當(dāng)VT4關(guān)斷后，又使VT1導(dǎo)通。這時，每個開關(guān)器件在一個周期內(nèi)導(dǎo)通的區(qū)間是180，其他各相亦均如此。由于每隔60有一個器件開關(guān)，在180導(dǎo)通型逆變器中，除換流期間外，每一時刻總有3個開關(guān)器件同時導(dǎo)通。110但須注意，必須防止同一橋臂的上、下兩管同時導(dǎo)通，否則將造成直流電源短路，謂之“直通”。為此，在換流時，必須采取“先

37、斷后通”的方法，即先給應(yīng)關(guān)斷的器件發(fā)出關(guān)斷信號，待其關(guān)斷后留一定的時間裕量，叫做“死區(qū)時間”，再給應(yīng)導(dǎo)通的器件發(fā)出開通信號。111死區(qū)時間的長短視器件的開關(guān)速度而定，器件的開關(guān)速度越快時，所留的死區(qū)時間可以越短。為了安全起見，設(shè)置死區(qū)時間是非常必要的，但它會造成輸出電壓波形的畸變。112輸出波形電壓型逆變電路的波形113（2）120導(dǎo)通型控制方式120導(dǎo)通型逆變器的換流是在不同橋臂中同一排左、右兩管之間進(jìn)行的。例如，VT1關(guān)斷后使VT3導(dǎo)通，VT3關(guān)斷后使VT5導(dǎo)通，VT4關(guān)斷后使VT6導(dǎo)通等等。這時，每個開關(guān)器件一次連續(xù)導(dǎo)通120，在同一時刻只有兩個器件導(dǎo)通，如果負(fù)載電機繞組是Y聯(lián)結(jié)，則只有

38、兩相導(dǎo)電，另一相懸空。電流型三相橋式逆變電路的輸出波形114115第四章變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制 (PWM)技術(shù)技術(shù)本章提要本章提要問問題的提出題的提出正弦波脈寬調(diào)制正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)技術(shù)消除指定次數(shù)諧波的消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)電流滯環(huán)跟蹤電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)（或稱磁鏈跟控制技術(shù)（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）蹤控制技術(shù)）116 問題的提出早期的交-直-交變壓變頻器所輸出的交流波形都是六拍階梯波（對于電壓型逆變器）或矩形波（對于電流型逆變器），

39、這是因為當(dāng)時逆變器只能采用半控式的晶閘管，其關(guān)斷的不可控性和較低的開關(guān)頻率導(dǎo)致逆變器的輸出波形不可能近似按正弦波變化，從而會有較大的低次諧波，使電機輸出轉(zhuǎn)矩存在脈動分量，影響其穩(wěn)態(tài)工作性能，在低速運行時更為明顯。117 六拍逆變器主電路結(jié)構(gòu)VT1VT6主電路開關(guān)器件 VD1VD6續(xù)流二極管圖4-1 六拍逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖118 六拍逆變器的諧波表4-1 六拍逆變器的諧波119為了改善交流電動機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能，在出現(xiàn)了全控式電力電子開關(guān)器件之后，科技工作者在20世紀(jì)80年代開發(fā)了應(yīng)用PWM技術(shù)的逆變器。由于它的優(yōu)良技術(shù)性能，當(dāng)今國內(nèi)外各廠商生產(chǎn)的變壓變頻器都已采用這種技術(shù)，只有在全控器件

40、尚未能及的特大容量時才屬例外。1204.1 正弦波脈寬調(diào)制正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)技術(shù)1. PWM調(diào)制原理調(diào)制原理以正弦波作為逆變器輸出的期望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrier wave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調(diào)制波（Modulation wave），當(dāng)調(diào)制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關(guān)器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。121圖4-2 PWM調(diào)制原理122按照波形面積相等的原則，每一個矩形波的面積與相應(yīng)位置的正弦波面積相等，因而這個序列的矩形波與期望的正弦波等效。這種調(diào)制方法稱作正

41、弦波脈寬調(diào)制（Sinusoidal pulse width modulation，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。1232. SPWM控制方式如果在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)，三角載波只在正或負(fù)的一種極性范圍內(nèi)變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內(nèi)，叫做單極性控制方式。如果在正弦調(diào)制波半個周期內(nèi)，三角載波在正負(fù)極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負(fù)之間變化，叫做雙極性控制方式。124 單相橋式PWM逆變電路圖4-3 單相橋式PWM逆變電路125（1）單極性PWM控制方式圖4-4 單極性PWM控制方式圖126（2）雙極性PWM控制方式圖4-5 雙極性PWM控制方式圖127

42、3. PWM控制電路模擬電子電路采用正弦波發(fā)生器、三角波發(fā)生器和比較器來實現(xiàn)上述的SPWM控制；數(shù)字控制電路 硬件電路； 軟件實現(xiàn)。128 模擬電子電路圖4-6 模擬電子電路129 數(shù)字控制電路自然采樣法只是把同樣的方法數(shù)字化， 自然采樣法的運算比較復(fù)雜；規(guī)則采樣法在工程上更實用的簡化方法，由于簡化方法的不同，衍生出多種規(guī)則采樣法。130（1）自然采樣法原理圖4-7 自然采樣法原理圖（2）規(guī)則采樣法131圖4-8 規(guī)則采樣法132規(guī)則采樣法原理三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即負(fù)峰點）重合規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以相應(yīng)的三角波中

43、點為對稱，使計算大為簡化133在三角波的負(fù)峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過 D作水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻 tA和B點時刻 tB控制開關(guān)器件的通斷脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近1342Tc / 21 M sin r t D / 2規(guī)則采樣法原理正弦調(diào)制信號波u r M sin r t式中，M 稱為調(diào)制度調(diào)制度，0 M 1；r為信號波角頻率。從圖中可得（4-1）（4-2） Tc 135三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度12Tc4(1 M sin r tD )Tc2(1 M sin r t D )因此可得 （4-3）（4-4）136根據(jù)上述采樣原理和計算公式，

44、可以用計算機實時控制產(chǎn)生SPWM波形，具體實現(xiàn)方法有：查表法可以先離線計算出相應(yīng)的脈寬d 等數(shù)據(jù)存放在內(nèi)存中，然后在調(diào)速系統(tǒng)實時控制過程中通過查表和加、減運算求出各相脈寬時間和間隙時間。137實時計算法事先在內(nèi)存中存放正弦函數(shù)和Tc /2值，控制時先查出正弦值，與調(diào)速系統(tǒng)所需的調(diào)制度M作乘法運算，再根據(jù)給定的載波頻率查出相應(yīng)的Tc /2值，由計算公式計算脈寬時間和間隙時間。138由于PWM變壓變頻器的應(yīng)用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發(fā)生器，后來更進(jìn)一步把它做在微機芯片里面，生產(chǎn)出多種帶PWM信號輸出口的電機控制用的8位、16位微機芯片和DSP。1394. PWM調(diào)制方

45、法載波比載波比載波頻率 fc與調(diào)制信號頻率 fr之比N，既 N = fc / fr根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。140（1）異步調(diào)制異步調(diào)制異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。通常保持 fc 固定不變，當(dāng) fr 變化時，載波比 N 是變化的；在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱；141當(dāng) fr 較低時，N 較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較?。划?dāng) fr 增高時，N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM 脈沖不對稱的影響就變大。142（

46、2）同步調(diào)制同步調(diào)制同步調(diào)制N 等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步?；就秸{(diào)制方式，fr 變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定；三相電路中公用一個三角波載波，且取 N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱；143為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對稱，N應(yīng)取奇數(shù)； fr 很低時，fc 也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除； fr 很高時，fc 會過高，使開關(guān)器件難以承受。同步調(diào)制三相PWM波形144圖4-9 同步調(diào)制三相PWM波形145（3）分段同步調(diào)制把 fr 范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同；在 fr 高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在 fr 低的頻段采用較

47、高的N，使載波頻率不致過低；146 分段同步調(diào)制方式圖4-10 分段同步調(diào)制方式147（4）混合調(diào)制可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近。1485. PWM逆變器主電路及輸出波形圖4-11 三相橋式PWM逆變器主電路原理圖圖4-12 三相橋式PWM逆變器的雙極性SPWM波形149150圖4-12為三相PWM波形，其中 urU 、urV 、urW為U，V，W三相的正弦調(diào)制波，uc為雙極性三角載波； uUN 、uVN 、uWN 為U，V，W三相輸出與電源中性點N之間的相電壓矩形波形；uUV為輸出線電壓矩形波形，其脈沖幅值為+

48、Ud和- Ud ；uUN為三相輸出與電機中點N之間的相電壓。1514.2 消除指定次數(shù)諧波的消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)脈寬調(diào)制（PWM）的目的是使變壓變頻器輸出的電壓波形盡量接近正弦波，減少諧波，以滿足交流電機的需要。要達(dá)到這一目的，除了上述采用正弦波調(diào)制三角波的方法以外，還可以采用直接計算的下圖中各脈沖起始與終了相位1， 2， 2m的方法，以消除指定次數(shù)的諧波，構(gòu)成近似正弦的PWM波形（Selected HarmonicsElimination PWMSHEPWM）。152 特定諧波消去法的輸出波形圖4-13 特定諧波消去法的輸出PWM波形（4-5）153對圖4

49、-13的PWM波形作傅氏分析可知，其k次諧波相電壓幅值的表達(dá)式為式中Ud變壓變頻器直流側(cè)電壓； 以相位角表示的PWM 波形第i個起始或終了時刻。12121cosmidkmiiUUkki154從理論上講，要消除第k次諧波分量，只須令式（4-5）中的 為零，并滿足基波幅值為所要求的電壓值，從而解出相應(yīng)的值即可。然而，圖4-13的輸出電壓波形為一組正負(fù)相間的PWM波，它不僅半個周期對稱，而且有1/4周期按縱軸對稱的性質(zhì)。在1/4周期內(nèi)，有 m 個值，即 m 個待定參數(shù)，這些參數(shù)代表了可以用于消除指定諧波的自由度。kmU155其中除了必須滿足的基波幅值外，尚有（m-1）個可選的參數(shù)，它們分別代表了可消

50、除諧波的數(shù)量。例如，取 m=5，可消除 4 個不同次數(shù)的諧波。常常希望消除影響最大的 5、7、11、13 次諧波，就讓這些諧波電壓的幅值為零，并令基波幅為需要值，代入式（4-5）可得一組三角函數(shù)的聯(lián)立方程。1561 2 cos 1 2 cos 2 2 cos 3 2 cos 4 2 cos 5 需要值1 2 cos 51 2 cos 5 2 2 cos 5 3 2 cos 5 4 2 cos 5 5 02U d2U d5U1m U 5 m 1 2 cos 71 2 cos 7 2 2 cos 7 3 2 cos 7 4 2 cos 7 5 02U d7U 7 m157可采用數(shù)值法迭代，在上述方

51、程組求解出開關(guān)時刻相位角 1 ，2 ， ， 然后再利用 1/4 周期對稱性，計算出 2m = - 1，以及 2m-1 . 各值。這樣的數(shù)值計算法在理論上雖能消除所指定的次數(shù)的諧波，但更高次數(shù)的諧波卻可能反而增大，不過它們對電機電流和轉(zhuǎn)矩的影響已經(jīng)不大，所以這種控制技術(shù)的效果還是不錯的。158由于上述數(shù)值求解方法的復(fù)雜性，而且對應(yīng)于不同基波頻率應(yīng)有不同的基波電壓幅值，求解出的脈沖開關(guān)時刻也不一樣，所以這種方法不宜用于實時控制，須用計算機離線求出開關(guān)角的數(shù)值，放入微機內(nèi)存，以備控制時調(diào)用。1594.3 電流滯環(huán)跟蹤電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)應(yīng)用PWM控制技術(shù)的變壓變頻器一般

52、都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面兩小節(jié)所述的PWM控制技術(shù)都是以輸出電壓近似正弦波為目標(biāo)的。160但是，在電流電機中，實際需要保證的應(yīng)該是正弦波電流，因為在交流電機繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉(zhuǎn)矩為恒定值，不含脈動分量。因此，若能對電流實行閉環(huán)控制，以保證其正弦波形，顯然將比電壓開環(huán)控制能夠獲得更好的性能。161常用的一種電流閉環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤 PWM（Current Hysteresis BandPWM CHBPWM）控制，具有電流滯環(huán)跟蹤 PWM 控制的 PWM 變壓變頻器的A相控制原理圖示于圖4-14。1621. 滯環(huán)比較方式電流跟蹤

53、控制原理圖4-14 電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖163圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。將給定電流 與輸出電流 ia 進(jìn)行比較，電流偏差 ia 超過 h時，經(jīng)滯環(huán)控制器HBC控制逆變器 A相上（或下）橋臂的功率器件動作。B、C 二相的原理圖均與此相同。ai164采用電流滯環(huán)跟蹤控制時，變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形示于圖4-15。如果， ia ， 且 - ia h，滯環(huán)控制器 HBC輸出正電平，驅(qū)動上橋臂功率開關(guān)器件V1導(dǎo)通，變壓變頻器輸出正電壓，使ia增大。但HBC仍保持正電平輸出，保持導(dǎo)通，使ia繼續(xù)增大直到達(dá)到ia = + h ， ia = h ，使滯環(huán)翻轉(zhuǎn)，HBC輸出

54、負(fù)電平，關(guān)斷V1 ，并經(jīng)延時后驅(qū)動V4。aiaiai165但此時未必能夠?qū)ǎ捎陔姍C繞組的電感作用，電流不會反向，而是通過二極管續(xù)流，使受到反向鉗位而不能導(dǎo)通。此后，到達(dá)滯環(huán)偏差的下限值，使 HBC 再翻轉(zhuǎn)，又重復(fù)導(dǎo)通。這樣，VT1與VT4交替工作，使輸出電流給定值之間的偏差保持在范圍內(nèi)，在正弦波上下作鋸齒狀變化。從圖 4-15 中可以看到，輸出電流是十分接近正弦波的。166滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流圖4-15 電流滯環(huán)跟蹤控制時的電流波形167圖4-15給出了在給定正弦波電流半個周期內(nèi)的輸出電流波形和相應(yīng)的相電壓波形?？梢钥闯觯诎雮€周期內(nèi)圍繞正弦波作脈動變化，不論在的上升段還是下降

55、段，它都是指數(shù)曲線中的一小部分，其變化率與電路參數(shù)和電機的反電動勢有關(guān)。168三相電流跟蹤型PWM逆變電路圖4-16 三相電流跟蹤型PWM逆變電路169三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形圖4-17 三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形170因此，輸出相電壓波形呈PWM狀，但與兩側(cè)窄中間寬的SPWM波相反，兩側(cè)增寬而中間變窄，這說明為了使電流波形跟蹤正弦波，應(yīng)該調(diào)整一下電壓波形。171電流跟蹤控制的精度與滯環(huán)的環(huán)寬有關(guān)，同時還受到功率開關(guān)器件允許開關(guān)頻率的制約。當(dāng)環(huán)寬選得較大時，可降低開關(guān)頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高；如果環(huán)寬太小，電流波形雖然較好，卻使開關(guān)頻率增大了。這是一對矛盾的因

56、素，實用中，應(yīng)在充分利用器件開關(guān)頻率的前提下，正確地選擇盡可能小的環(huán)寬。172小小結(jié)結(jié)電流滯環(huán)跟蹤控制方法的精度高，響應(yīng)快，且易于實現(xiàn)。但受功率開關(guān)器件允許開關(guān)頻率的限制，僅在電機堵轉(zhuǎn)且在給定電流峰值處才發(fā)揮出最高開關(guān)頻率，在其他情況下，器件的允許開關(guān)頻率都未得到充分利用。為了克服這個缺點，可以采用具有恒定開關(guān)頻率的電流控制器，或者在局部范圍內(nèi)限制開關(guān)頻率，但這樣對電流波形都會產(chǎn)生影響。1734.4 電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）本節(jié)本節(jié)提要問題的提出空間矢量的定義電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系六拍階梯波逆變器與正六邊形空

57、間旋轉(zhuǎn)磁場電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制174問題的提出經(jīng)典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。而電流滯環(huán)跟蹤控制則直接控制輸出電流，使之在正弦波附近變化，這就比只要求正弦電壓前進(jìn)了一步。然而交流電動機需要輸入三相正弦電流的最終目的是在電動機空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。175如果對準(zhǔn)這一目標(biāo)，把逆變器和交流電動機視為一體，按照跟蹤圓形旋轉(zhuǎn)磁場來控制逆變器的工作，其效果應(yīng)該更好。這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制磁鏈跟蹤控制”，下面的討論將表明，磁鏈的軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到的，所以又稱“電電壓空間矢量壓空間矢量

58、PWM（SVPWM，Space VectorPWM）控制）控制”。1761. 空間矢量的定義交流電動機繞組的電壓、電流、磁鏈等物理量都是隨時間變化的，分析時常用時間相量來表示，但如果考慮到它們所在繞組的空間位置，也可以如圖所示，定義為空間矢量uA0， uB0 ，uC0 。圖4-18 電壓空間矢量177 電壓空間矢量的相互關(guān)系定子電壓空間矢量：uA0 、 uB0 、 uC0 的方向始終處于各相繞組的軸線上，而大小則隨時間按正弦規(guī)律脈動，時間相位互相錯開的角度也是120。合成空間矢量：由三相定子電壓空間矢量相加合成的空間矢量 us 是一個旋轉(zhuǎn)的空間矢量，它的幅值不變，是每相電壓值的3/2倍。178

59、電壓空間矢量的相互關(guān)系（續(xù)）當(dāng)電源頻率不變時，合成空間矢量 us 以電源角頻率1 為電氣角速度作恒速旋轉(zhuǎn)。當(dāng)某一相電壓為最大值時，合成電壓矢量 us 就落在該相的軸線上。用公式表示，則有us uA0 uB0 uC0（4-6）與定子電壓空間矢量相仿，可以定義定子電流和磁鏈的空間矢量 Is 和s 。1792. 電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系三相的電壓平衡方程式相加，即得用合成空間矢量表示的定子電壓方程式為d sdtus Rs Is （ 4-7）式中 us 定子三相電壓合成空間矢量；Is 定子三相電流合成空間矢量；s 定子三相磁鏈合成空間矢量。180 近似關(guān)系當(dāng)電動機轉(zhuǎn)速不是很低時，定子電阻壓降在式（4-

60、7）中所占的成分很小，可忽略不計，則定子合成電壓與合成磁鏈空間矢量的近似關(guān)系為d sdtus （4-8） s us dt（4-9）或181 磁鏈軌跡當(dāng)電動機由三相平衡正弦電壓供電時，電動機定子磁鏈幅值恒定，其空間矢量以恒速旋轉(zhuǎn)，磁鏈?zhǔn)噶宽敹说倪\動軌跡呈圓形（一般簡稱為磁鏈圓）。這樣的定子磁鏈旋轉(zhuǎn)矢量可用下式表示。（4-10）其中 m是磁鏈s的幅值，1為其旋轉(zhuǎn)角速度。1jtsme182由式（4-8）和式（4-10）可得（4-11）上式表明，當(dāng)磁鏈幅值一定時，的大小與（或供電電壓頻率）成正比，其方向則與磁鏈?zhǔn)噶空?，即磁鏈圓的切線方向，111()211()jtjtjtsmmmduejeedtus1