TOPSwitch單端反激式開關電源設計

1、第二節(jié) TOPSwitch組成單端反激式開關電源的設計流程圖TOPSwitch是內含高壓功率MOSFET開關管的單片復合IC器件，它包含所有的模擬和數(shù)字控制電路，能完成隔離變壓、調整穩(wěn)壓、自動保護等開關電源需要的全部功能。由于IC外部元器件很少，因此它能大為簡化電源的設計。又因它的開關頻率高達100KHz，從而能明顯縮小電源變壓器的尺寸，并且允許使用更小的儲能元件。當電網(wǎng)電壓為85-265時其輸出功率功率可達50W，當電網(wǎng)電壓為195-265時，輸出功率則達100W。設計一臺單端反激式離線開關電源，涉及到電氣工程的許多方面：模擬電路和數(shù)字電路的結構，雙極管和MOS功率管器件的特征，磁性材料的考

2、慮，熱溫升的散發(fā)，過流和過壓的安全防護，控制回路的穩(wěn)定性能等。這就提出了一個巨大的挑戰(zhàn)：它的設計涉及到需要綜合協(xié)調的許多可變因素。正是由于TOPSwitch的高度集成化，才使得這項設計任務被大大地簡化。因為它有效的縮減了設計變數(shù)項目，并且建立了IC內部回路的穩(wěn)定性，所以發(fā)展成為一種簡單的逐步設計方法，使之容易遵循參照，并指引讀者從TOPSwitch的設計流程圖中，快速的得到較滿意的結果。一臺開關電源的設計，本質上是一件把許多變數(shù)調節(jié)到最佳值的反復過程。它的設計方法大體上可有下述三部分：一是完整的設計流程圖，而是簡明扼要的設計步驟，三是深化的數(shù)據(jù)信息處理。在構思階段的流程圖，是做成一個框圖來提供

3、全局的概貌，并指出完整的設計步驟。該逐步設計程序是設計方法的一種簡化模式，在執(zhí)行程序階段，他自始至終指導讀者如何按給定的電源系統(tǒng)指標要求和規(guī)范，運用經(jīng)驗規(guī)則，查閱表格和簡化的圖示項目，來完成所需的TOPSwitch反激式電源的設計在優(yōu)化最佳數(shù)據(jù)和信息的過程中，可利用關鍵的基本工作數(shù)據(jù)作為設計指南，例如一些方程式和導向圖標等。在以上三者之間，它們提供了前后相互參照的內容，讓讀者能開闊思路，在給定的階段執(zhí)行有關程序，實現(xiàn)最佳參數(shù)，這有利于深入理解和進一步優(yōu)化數(shù)據(jù)。由于TOPSwitch器件電路的高度集成化，過去設計這類電源的一些爭論，均在芯片中得到解決。只有少量需要調節(jié)的器件留在IC外面加以安排，

4、這就能維持它的基本電路結構不變。有關反饋變換器要求的特殊應用，例如恒定電流輸出、恒定功率輸出等，詳見有關文獻。對于用TOPSwitch的反饋電路，只需在基本的變換器電路結構上增加一些改進措施，因為它們都設置在IC外圍。有四種不同的反饋電路形式可供選用，其中兩種反饋回路是受光耦器件控制的。另外兩種反饋回路是偏置繞組只接阻容（或再串二極管）加到IC。這取決于開關電源對輸出電壓和輸出電流的要求指標。TOPSwitch產(chǎn)品手冊給出的設計流程圖，共有35個設計步驟，現(xiàn)把其設計步驟歸納為以下四個階段：1 根據(jù)用戶的要求，確定所需電源的基本指標，并且確定相應的反饋電路結構：指標較高者選用光耦反饋控制電路，指

5、標較低者可選擇反饋繞組直接阻容（或再串聯(lián)穩(wěn)壓二極管），加到TOPSwitch的偏置腳端；2 選擇足夠的最小功率規(guī)格TOPSwitch-IC器件；3 根據(jù)已選的TOPSwitch器件，設計最小號的主功率變壓器；4 合理選擇其他所有外部元器件參數(shù)。在幾個步驟分解概述之后，深化的逐步設計程序，本章還將給出反激式開關電源所有重要的計算公式，便于讓讀者自行完成大部分計算，以緩解設計者在反激式電源設計中遇到的錯綜復雜、冗長乏味的麻煩。在前面的講解中，簡明扼要地給出了基本原則和各式各樣的表格。例如，在輸出整流器二極管的表格中，分兩類不同用場的整流器：一是低壓肖特基二極管，二是超快恢復反向電壓較高的二級管，并

6、且給出它們的幾種型號、主要電氣參數(shù)和產(chǎn)品廠家。下面將按主要的步驟和階段，展開討論用TOPSwitch組成的單端反激式開關電源的設計方法。它適用于100kHz工作頻率下的許多510W、2060W中小功率穩(wěn)壓電源。它是掌握這一類較特殊的反激式高頻開關電源的有效方法，起到“綱舉目張”的作用。為簡化分析，對下面討論的幾個分散內容適當作了調整，合并同類項，把原第3、4、5步驟，合并到第一步驟。【1】 步驟1、3、4、5 根據(jù)用戶的要求，確定設計電源的電網(wǎng)交流輸入電壓值，有三種典型類別：一是輸入為100115VAC，二是輸入為通用范圍85265VAC，三是輸入為230VAC時，對應的電網(wǎng)電壓最小值和最大值

7、VACMIN、VACMAX；不同直流輸入電壓值相應的原邊反射輸入電壓值VOR、原邊齊納二極管箝位電壓值VCLO。電網(wǎng)輸入交流電壓（V）最小交流電壓值（V）最大交流電壓值（V）整流后最小直流電壓（V）原邊反射輸出電壓（V）齊納二極管箝位電壓（V）100/11585132906090通用8526590135200230195265240135200另外，還需要確定電源的輸出電壓、輸出功率、效率等，分別如下：(1 電網(wǎng)頻率：為50Hz或者60Hz；TOPSwitch的開關頻率：為100kHz；(2 輸出直流電壓：5、7.5、12、15等，單位用福特（V）；(3 輸出功率：5、10、15、20、25、

8、30、40、50等，單位用瓦特（W）；(4 電源整機效率：若無較好的參考數(shù)據(jù)，可取0.8；(5 損耗分配因數(shù)Z：若無較好的參考數(shù)據(jù)，可取Z0.5；(6 根據(jù)電網(wǎng)電壓來確定輸入儲能電容器和變換器最小直流輸入電壓VDCMIN。設電網(wǎng)全橋整流器的導電時間為3ms，選擇輸入儲能電容器：當電網(wǎng)輸入為100/115VAC或通用輸入85265VAC條件下，按輸出功率值的瓦特數(shù)乘上23；而當電網(wǎng)輸入為230VAC時，取值按輸出功率值的瓦特數(shù)乘上1。(7 根據(jù)最小直流輸入電壓VDCMIN和原邊反射輸出電壓VOR，來確定電網(wǎng)電壓為最低值時的最大占空比DMAX，此時設TOPSwitch導通時的漏源電壓為VDS10V

9、。【2】 步驟2 根據(jù)設計電源要求的輸出電壓穩(wěn)定精確度、負載電流變化的調整率、電網(wǎng)電壓變化的調整率等要求，來確定反饋傳感電路的結構（有四種）與偏置電壓值（有三種）。輸出電壓穩(wěn)定精度負載變化調整率電網(wǎng)變化調整率反饋電路結構選取偏置電壓數(shù)值（V）1.00.20.2光耦/TL431125.01.00.5光耦/齊納管125.02.51.5原邊增強型27.710.05.01.5原邊基本型5.7【3】 步驟6、7 根據(jù)不同的電網(wǎng)輸入電壓條件，按連續(xù)工作狀態(tài)與非連續(xù)工作狀態(tài)的原邊電流比例因數(shù)，可得到不同的原邊脈動電流與峰值電流之比值。開始選用時，先從最小值選取，即當電網(wǎng)輸入電壓為100/115VAC或者通用

10、輸入時，0.4；當電網(wǎng)輸入電壓為230VAC時，取0.6。然后，再根據(jù)有關計算公式分別得到四個不同的原邊電流參數(shù)值：a 計算原邊平均輸入電流值：（A）；b 計算原邊峰值電流值：（A）；c 計算原邊脈動電流值：（A）；d 計算原邊有效電流值（均方根值RMS）：（A）。【4】 步驟8、9、10 選擇功率容量足夠的最小型號的TOPSwitch器件，即在實際的溫升也限制之下，根據(jù)最小電流限制的規(guī)范（見如下關系式），從盡可能小的三端TOPSwitch工作電流開始考慮選用器件：當有必要時，應選擇功率容量較大型號TOPSwitch產(chǎn)品。【5】 步驟11 對照要求的峰值電流來檢驗所選TOPSwitch的最小限

11、制電流ILIMIT，可增大電流比例因數(shù)，知道1.0，或者，反復調節(jié)?！?】 步驟12、13 首先計算變壓器的原邊電感，根據(jù)輸出功率來選擇變壓器磁芯材料與骨架尺寸，確定一下四項參數(shù)：a 磁芯有效截面積（）；b 磁芯的有效磁路長度（）；c 磁芯無氣隙時的有效電感量（即電感因數(shù)）：（nH/匝數(shù)的平方）；d 繞線骨架的寬度（mm）?！?】 步驟14 設置變壓器原邊繞組匝數(shù)的繞制層數(shù)，先取繞制層數(shù)為四層，在調節(jié)過程中維持在繞制層數(shù)為1.02.0之間。副邊繞組匝數(shù)的選擇有如下兩種情形：a 當電網(wǎng)電壓為100/115V時：每伏特取1.0匝；b 當電網(wǎng)電壓為230V和通用輸入時：每伏特取0.6匝。并且繞制層數(shù)

12、與副邊繞組匝數(shù)均需要反復調節(jié)?！?】 步驟15 計算原邊繞組匝數(shù)和偏置繞組匝數(shù)的選擇有如下兩種情形：a 二極管正向電壓：對于P/N型二極管取0.7V，對肖特基二極管取0.4V；b 設置輸出整流器正向電壓；c 設置偏置整流器正向電壓；d 計算原邊繞組匝數(shù)；e 計算偏置繞組匝數(shù)?！?】 步驟1622 選擇磁芯的最大工作磁通密度在20003000GS范圍內；磁芯的氣隙長度值應當；合理選擇原邊導線銅截面的最小直徑DIA（mm）、原邊繞制漆包線的最大直徑OD（mm）；原邊繞組的電流容量CMA；以每安培的銅導線截面圓周長度限制在200500mils（mils為千分之一英寸：118mils3mm）。對繞制線

13、圈的絕緣，當電網(wǎng)電壓為230VAC或者為通用輸入時，應設置安全邊緣界限為3mm（即118mils）；當電網(wǎng)電壓為110115VAC時，設置安全邊緣為1.5mm（即59mils）。如副邊繞組用三重絕緣導線，可不設置安全邊緣界限。三相參數(shù)變化方向CMA層數(shù)磁芯骨架【10】 步驟23 確定副邊的參數(shù)、a 副邊峰值電流（A）；b 副邊電流有效值：（A）；c 輸出電容器的脈動電流：（A）；d 副邊導線銅界面的最大直徑：（mm）；e 副邊繞制漆包線的最大外徑：（mm）?！?1】 步驟24 確定副邊繞組最大峰值反向電壓（V）、并確定偏置繞組最大峰值反向電壓（V）。【12】 步驟25 選擇其他外部元器件。首先

14、是根據(jù)電網(wǎng)交流輸入電壓和箝位齊納電壓，合理地選用選用接在原邊繞組與MOSFET漏極間地箝位齊納二極管與阻斷二極管。電網(wǎng)輸入交流電壓（V）箝位齊納電壓（V）箝位齊納二極管型號、反向電壓、功率、廠家阻斷二極管型號、反向電壓、功率、廠家100/11590P6KE91:91V/5WMOTOROLABYV26B:400V/1A(UFRPHILIPS通用輸入200P6KE200:200V/5WMOTOROLABYV26C:600V/1A(UFRPHILIPS230200P6KE200:同上BYV26C:同上【13】 步驟26 選用輸出整流器二極管型號，要注意反向電壓值。是整流器二極管的產(chǎn)品額定反向耐壓。要

15、求整流器二極管的工作電流，式中電流是二極管的額定直流電流值，其輸出電流值。整流器二極管型號反向電壓值（V）工作電流（A）制造廠家肖特基二極管IN5819401.0MOTOROLAIN5822403.0MOTOROLAMBR745457.5MOTOROLAMBR10454510MOTOROLAMBR16454516MOTOROLA超快恢復二極管UF40021001.0GIMUR1101001.0MOTOROLAMUR1202001.0MOTOROLAUF40032001.0GIBYV27-200V2002.0PHILIPS,GIUF54011003.0GIUF54022003.0GIMUR410

16、1004.0MOTOROLAMUR4202004.0MOTOROLAMUR8101008.0MOTOROLAMUR8202008.0MOTOROLABYW29-2002008.0PHILIPS,GIBYV32-20020020.0PHILIPS【14】 步驟27 按輸出電流脈動值選擇輸出電容器：脈動電流值規(guī)定105、100kHz時應等于、大于。用低等效串聯(lián)電阻（ESR）的電解電容器，其輸出開關脈動電壓為。輸出大電流時用多個并聯(lián)電容器來減少脈動電流波紋。不同條件下的例子：a 當輸出電壓為524V、輸出電流為1A時：選輸出電容量330、35V，低ESR電解電容器；有美國產(chǎn)品CHEMICON、日本產(chǎn)

17、品NICHICON、PANASONIC等。b 當輸出電壓為524V、輸出電流為2A時：選輸出電容量1000、35V。【16】 步驟28、29 如果輸出開關脈動電壓沒有限制在規(guī)定范圍內，就應增設輸出LC后續(xù)濾波器，其電感量2.24.7。在低電流（1A）時，采用鐵氧體小磁珠；當輸出大電流時，采用遠離的套架扼流圈。如果要避免增大直流壓降，可加大扼流圈電流額定值，或增大導線的尺寸。電容器選取120、35V，低ESR的 電解電容?！?7】 步驟30 選擇偏置電路整流器二極管可按下面的三個廠家產(chǎn)品來考慮，其反向電壓值應當限制在一個范圍內：。有三種：1N4148: =75V(Motorola;BAV21:

18、=200V(Philips;UF4003: =200V(GI。【18】 步驟3133 偏置電容用0.1、50V陶瓷電容器；控制腳電容器用47、10V的低損耗電解電容器，不用低ESR電容；串聯(lián)電阻器采用6.2、1/4W（注意，如果1，第三節(jié) 單端反激式開關電源的參數(shù)分析與計算公式本屆內容是上一節(jié)設計步驟的進一步分析和展開，即深入討論TOPSwitch組成的單端反激式開關穩(wěn)壓電源的逐步設計方法與主要步驟分解。（1）步驟1.3 確定電源要求的、Z等，并確定輸入電容量和最小直流輸入電壓。前面已作了分析，不再重復有關內容?，F(xiàn)在先分析電網(wǎng)電壓輸入的交流電流有效值，電網(wǎng)輸入全波整流之后的最小直流高壓值與最大

19、直流高壓值計算公式，原邊電流波形的各項參數(shù)計算公式。圖3-12給出了史冊的電網(wǎng)交流輸入電壓波形和經(jīng)橋式整流器與高壓電容器濾波之后的脈動電壓紋波、橋式整流器的輸出電流波形，以及理想化的示意圖，給出整流期的導通時間。整流濾波后的直流高壓值，見下面計算公式。變換器最小直流輸入電壓和最大直流輸入電壓值，均取決于交流輸入電壓、橋式整流器及儲能電容量的大小。圖3-12給出了在交變周期的一個短暫導通時間內，儲能電容是怎樣充電到交流電壓的峰值。由于是全波整流，因此的脈動電壓具有兩倍的電網(wǎng)頻率。在交流輸入電壓的峰值之間放電期間，必然會提供所有的原邊平均電流。最小的直流輸入電壓可有公式（3-22）得到，式中是電源

20、的輸出功率，是估計的效率，是電網(wǎng)頻率，是最小交流電網(wǎng)電壓，則是濾波電容器。例如，當輸入為85、60Hz、效率為0.8，輸入功率為15W時，并且濾波電容時33F,導通時間為3.2ms時，可得到最小直流電壓為93V。 （3-22）最大直流輸入電壓是在最高交流電壓265條件下峰值375，此時在考慮反射電壓=135V和漏感關斷電壓值等，TOPSwitch期間的漏極最大反向耐壓應當取=700V，對于齊納管箝位電壓=200V等，見圖3-12。=265375 (V (3-23 (2步驟4 確定反射輸入電壓和箝位齊納電壓?？蓞⒄沼蒚OPSwitch組成的反激式開關電源電路圖3-6。當電網(wǎng)輸入電壓為100/11

21、5時，因=132，所以對應的最大直流電壓=132187V，其示意圖見圖3-13。如前所述，當TOPSwitch截止時，副邊二極管則導通，在副邊繞組上的電壓反射到變壓器原邊繞組（按匝數(shù)比增大），因此在TOPSwitch的漏極腳高壓，將是該反射電壓疊加在電網(wǎng)整流濾波后的直流輸入電壓上。當電網(wǎng)電壓升到最高時，漏極的直流電壓接近最大值的最壞情形，即=（+）。最大直流輸入電壓可由下式計算出：=除了（+）之外，截止瞬間在漏極上，還可以看到一個大的電壓尖峰，它是由變壓器原邊漏感觸能引起的電壓尖峰，如圖3-13和圖3-14所示。為使電壓尖峰不超過MOSFET額定最小漏極擊穿電壓=350V，有必要在原邊繞組設置

22、一個箝位電路，它包括一個齊納箝位二極管VR1和一個阻斷反接二極管D1。特別推薦齊納管取代通常的RC阻容箝位電路，是由于在起始瞬間它能更有效的箝制漏感儲能，而并不阻礙從原邊到副邊的開關電流變化。實驗測量表明，有漏感和快速形成的副邊電流影響，有必要設置這個邊界限制電壓值。而不必降低箝位電壓，因為部分存儲在磁芯中的能量將送到齊納管，以免驚人的增大齊納管的損耗。通常規(guī)范箝位齊納管的額定電壓，使工作在低電流值和室溫下。高壓齊納管又較強的正溫度系數(shù)，并且有純電阻性能。因此，在大電流和高溫條件下，會明顯增大。實驗數(shù)據(jù)表明，高于規(guī)范約40%，即定義：=1.4× （3-24）圖3-13 當電網(wǎng)交流輸入

23、電壓為100/115時的反射電壓、箝位電壓圖3-14 當電網(wǎng)交流輸入電壓為通用值或230時的反射電壓與箝位電壓所以在選用箝位齊納管時，就應當對此作出考慮。另外，串聯(lián)在箝位齊納管電路的阻斷二極管，由于它的正向恢復時間會引起尖峰電壓，故增加20V的余額是必須的。在綜合考慮了所有這些因素之后，TOPSwitch漏極的最大電壓值歸納為：=+（1.4×1.5×）+20 (V (3-25為了把電源的損耗減低到最小，在統(tǒng)計上述所有效應之后，再設置TOPSwitch的擊穿電壓額定值，盡力使維持在最大值不變。正如所看到的情形，較高的將導致較大的最大占空比，在相同的輸出功率時，它將減小TOPS

24、witch的工作電流。如果接近TOPSwitch允許的最大占空比（64%），那么并不會在進一步增大。=132=187 （V）通過上面運用187V的，選擇350V的TOPSwitch，得到標準的90V箝位齊納管電壓、反射電壓=60V、邊界限制電壓取17V。同樣的道理，對于電網(wǎng)交流輸入為230和通用輸入電源應用時：=265對應的=375V，在該最大直流電壓時選用700V的TOPSwitch，將允許采用200V箝位齊納管電壓值，與之相應的反射電壓=135、并留有25V邊界限制電壓值，詳見圖3-14。雖然說這些邊界限制電壓值較小，但它們的作用卻是很重要的，這里考慮了把所有最壞的情況數(shù)值都加在一起，并讓

25、典型的邊界限制電壓值。（3）步驟5 確定在低電網(wǎng)電壓時，利用和來到最大占空比。一旦知道了反射電壓值和最小直流輸入電壓值，就能容易的計算出最大占空比： （3-26）是TOPSwitch導通期間漏極-源極的平均電壓值。如圖3-15和圖3-16所示，由于假設在零值，在單電壓輸入時，最大占空比的取值范圍是36%40%；而在通用電網(wǎng)輸入時，取值為60%。從實際情形考慮，應設在10V，它會稍微增加。當最小直流輸入電壓較高時，它直接增加了所有TOPSwitch的輸出功率容量；而當最大值流輸入電壓較低時，它能允許較高的反射電壓，從而有較大的最大占空比。因此較窄的輸入電壓范圍，總是導致較高的輸出功率，或者較低的

26、功率損耗值。在通用電網(wǎng)輸入電壓時，確定它的最大占空比如圖3-16所示。TOPSwitch-II 漏極箝位與齊納管、阻斷管的選擇：當TOPSwitch輸出管MOSFET截止時，變壓器的漏感將引起電壓尖峰。這些電壓尖峰必須被箝位在低于TOPSwitch漏極電壓額定值。圖3-6中推薦的箝位電路，是由阻斷二極管D1和齊納二極管VR1組成，他們把電壓尖峰有效地箝位在低于MOSFET漏極額定電壓值上。由于箝位電壓是隨負載電流大小而變化的，所以不宜推薦R-C-D阻容/二極管電路結構。在過載工作或者在電網(wǎng)交流高電壓輸入時，R-C-D箝位電路可能會使漏極點壓超出TOPSwitch的擊穿電壓額定值。反向阻斷二極管

27、D1應采用超快恢復高壓整流管，其反向恢復時間應小于75ns。擊穿電壓值的選擇為：TOP1xx系列用400V,TOP2xx系列用600V。不同TOPSwitch可選用的反向阻斷二級管對照型號見表3-7。表3-7 三個廠家產(chǎn)品型號TOPSwitch的型號規(guī)格PHILIPSMOTOROLAGENERAL INSTRUMENTTOP100BYV26BMUR140UF4004TOP101BYV26BMUR140TOP102BYV26BMUR140TOP103BYV26BTOP104BYV26BTOP200BYV26CMUR160UF4005TOP201BYV26CMUR160UF4005TOP202BY

28、V26CMUR160TOP203BYV26CTOP214BYV26CTOP204BYV26C箝位齊納二級管VR1在瞬態(tài)或者穩(wěn)態(tài)工作時，必須有足夠的控制能力。應選擇VR1的箝位電壓大致高于反射輸出電壓的1.5倍。對于TOP1xx器件，應取60V或小些；對于TOP2xx器件，則應為135V或更低些。對所有TOPSwitch期間的功率和峰值電流電平，可使用低成本的5W功率容量P6KE91P6KE200齊納二級管瞬態(tài)電壓抑制器系列，并可使用MOTOROLA和SGS-THOMSON公司的產(chǎn)品。表3-8 不同電網(wǎng)電壓時TOPSwitch期間對應的箝位齊納二極管型號TOPSwitch的規(guī)格型號電網(wǎng)輸入電壓1

29、15（60V）通用電網(wǎng)輸入85265（135V雙115或230輸入時（135TOP100P6KE91TOP101P6KE91TOP102P6KE91TOP103P6KE91TOP104P6KE91TOPSwitch的規(guī)格型號電網(wǎng)輸入電壓115（60V）通用電網(wǎng)輸入85265（135V雙115或230輸入時（135TOP2001N59561N5956TOP201P6KE200P6KE200TOP202P6KE200P6KE200TOP203P6KE200P6KE200TOP214P6KE200P6KE200TOP204P6KE200P6KE200表3-7和表3-8給出了每一種TOPSwitch對

30、應推薦的阻斷二級管D1和箝位齊納二極管VR1型號，也給出了可用作箝位的其他齊納二極管系列型號，現(xiàn)在按功率大小列出如下：·1.0W的1N476x系列（MOTOROLA）;·1.0W的VRDZ2xxU系列（ISHIZUKA）；·1.3W的BZX85C系列（THOMSON）； ·1.5W的BZY97(PHILIPS、THOMSON、FAGOR;·2.0W的BZV47C（THOMSON）；·2.5W的BZD23（PHILIPS）；·3.25W的BZT03（PHILIPS，TEMIC）；·5.0W的1N53xx系列（MOTO

31、ROLA、THOMSON）；·6.0W的BZW03/D（TEMIC）。（4）步驟6 設置脈動電流與峰值電流的電流比例因數(shù)。參見圖3-17，對應公式：= （3-27）在大多數(shù)連續(xù)工作狀態(tài)下，對于電網(wǎng)為100115或者通用輸入交流電壓時，先取電流比例因數(shù)=0.4；在230電網(wǎng)輸入時，取=0.6。當連續(xù)工作狀態(tài)較少時，會增加到較高值。按上述定義，不會大于1.0，且也不可能被設置在比0.4更小的數(shù)值。許多設計師寧可采用非連續(xù)狀態(tài)（=1.0）設計，這樣控制環(huán)路較容易穩(wěn)定。當采用TOPSwitch時，由于建立了環(huán)路的補償，使它能利用一個簡單的外部RC網(wǎng)絡來穩(wěn)定環(huán)路，而不受工作狀態(tài)影響。設計在上述

32、推薦值，它允許連續(xù)工作狀態(tài)在低電網(wǎng)輸入時，在給定的輸出功率條件下使原邊峰值電流為最小，并且在應用允許使用盡可能小的復合IC-TOPSwitch器件。在電網(wǎng)電壓為230時，推薦=0.6(比較在電網(wǎng)電壓為100/115和通用輸入時取=0.4。其重要的原因是為了適應開通使漏極出現(xiàn)較高電流峰值，它是由于漏極結電容在較高電平是放電引起的。（5）步驟7 確定原邊波形參數(shù)、。電流比例因數(shù)和最大占空比確定之后，就能知道原邊電流波形。由電流波形的簡單幾何圖形，很容易推導作為平均電流值函數(shù)的原邊峰值電流、脈動電流和有效值（RMS）電流的計算公式： （3-28）根據(jù)平均電流值、峰值電流和最大占空比，可計算出脈動電流

33、： （3-29）有效值電流的計算，可根據(jù)最大占空比、原邊峰值電流及比例因數(shù)得出。有效值電流還可以有最大占空比、峰值電流和脈動電流直接計算出來： （3-30） （3-31）電網(wǎng)交流電壓輸入全橋整流器的有效電流值計算值如下： （3-32）式中（3-32）中，是全橋整流器的額定有效（RMS）電流值，使電網(wǎng)輸入最小交流電壓值，PF則是電源的功率因數(shù)（起典型值為0.50.7之間，如果說沒有可利用的參考數(shù)據(jù)，則取PF=0.5）。高壓整流二級管的反向電壓值為： （3-33）在低電網(wǎng)電壓條件下，變換器原邊的平均輸入直流電流值可由輸入功率除以得到，而輸入功率則等于輸入功率除以效率，則： （3-34）（6）步驟8

34、 根據(jù)TOPSwitch數(shù)據(jù)庫中的最小電流限制和要求的值（見式（3-28），來確定選用TOPSwitch的合理型號。1. 9這是因為在產(chǎn)品資料中的電流限制最小值是在室溫下的，為了適應高溫使該參數(shù)的少量降低，必須考慮在高溫時下降10%來計算，并且把該值與數(shù)據(jù)庫的最小限制電流作比較。大于該數(shù)值的最小功率的TOPSwitch，應當是作為最低功耗的首選器件。（7）步驟9、10 如果有必要減少功耗，可用較大的TOPSwitch來檢驗熱溫升限制。在低電網(wǎng)輸入電壓時，計算TOPSwitch得導通的損耗： （100高溫下） （3-35）在低電網(wǎng)電壓條件下計算TOPSwitch的開關損耗： (3-36式中是漏極

35、的外部結電容。作為總損耗的函數(shù)，可用下式來計算的TOPSwitch結點溫度：=25+(+如果100，那么應當選用更大功率的TOPSwitch結點溫度。（8）步驟11 檢驗選擇的TOPSwitch最小值，并對照所需，如果有必要（在最少的連續(xù)工作狀態(tài)下工作），可增大。在低電網(wǎng)電壓時采用連續(xù)狀態(tài)工作，可增加在給定輸出功率下的峰值電流，允許使用更小的TOPSwitch。如果這樣設計，可以通過增大的值，來逐步實現(xiàn)在磁芯尺寸與TOPSwitch之間的折衷。在TOPSwitch價格較高時，較大的允許使用較小的磁芯；而較大的就意味著較少的連續(xù)工作狀態(tài)和較低的電感量，但是峰值電流 更高。采用多種設計方法來有效增

36、加電流能力，選擇最適中的（盡可能小的）TOPSwitch，這是很重要的一項考慮。通過采用提高來縮小磁芯的尺寸，它除了影響變壓器的磁芯尺寸之外， 還影響了點源的效率。較大的會引起較高的原邊有效值（RMS）電流，增大TOPSwitch的導通損耗；而較小的 則會讓更小，能進一步降低TOPSwitch的損耗。對物理尺寸、重量及所需效率密切相關的應用，讓 取中間值時，可在損耗與效率之間能提供最佳的解決方案。雖然該設計方法是考慮能使用最大的值，但一經(jīng)選了TOPSwitch器件，對于其他的設計選擇，靈活性也是存在的。有經(jīng)驗的工程師應自己來判斷的取值。 （9）步驟12 確定原邊繞組電感量。原邊電感量是由于下面

37、計算反激式變壓出能方程式來確定的，而反激變壓器的儲能是與原邊電流的平方成正比的。當TOPSwitch導通時，原變電流線性的成斜坡狀升高，即前面所確定的脈動電流，并增加反激變壓器中的儲能。而當TOPSwitch截止時，與脈動電流有關的儲能增量，將提供給負載和副邊損耗（整流器和箝位管）。原邊電感量的計算如下式： （3-37）式中，是輸出功率，是電源的效率，Z是損耗分配因數(shù)，是峰值電流，是開關頻率，而是脈動電流與峰值電流的比例（由來確定）。由于在每個開關周期中，從原邊到副邊的傳遞能量，僅在于（1/2）和（1/2）之差。如果Z=1.0，所有的損耗都在副邊；如果Z=0，則所有的損耗都在原邊。Z是副邊損耗

38、與總損耗的比例值。如果沒有更好的參數(shù)信息，應當取Z=0.5。原邊電感量也可用如下參數(shù)的函數(shù)來確定：脈動電流、有效原邊電壓、最大占空比、開關頻率，參見式（338）。但由于損耗分配因數(shù)Z和TOPSwitch導通時漏極到源極電壓的選擇值不同，將會引起原邊電感量的少量差異。上面給出的儲能方程式用電感值，而下面給出的脈動電流方程式，是檢驗電路測量值的方法之一： (3-38原邊繞組匝數(shù)由下式?jīng)Q定： (3-39（10）步驟14、15、17等 設計副邊繞組匝數(shù)、偏置繞組的匝數(shù)?？捎奢敵鲭妷?、輸出二極管正向電壓、副邊繞組匝數(shù)、指標偏置電壓和偏置二極管電壓來計算： （3-40）是加氣隙的磁芯有效電感（nH/匝數(shù)平

39、方）。某些磁芯按規(guī)范的提供了標準的氣隙設置。變壓器的制造商或是按給予的值來獲得有氣隙的磁芯，或是在完成變壓器時用研磨氣隙來滿足電感量的規(guī)范。也可以用于簡化隨后的計算，它是根據(jù)原邊電感和原邊繞組匝數(shù)來得到。注意的參數(shù)單位是nH/匝數(shù)平方： （3-41）最大磁通密度被控制在20003000GS（高斯）范圍內，它受副邊繞組匝數(shù)的變化影響，而這直接改變了原邊繞組匝數(shù)，如前面所述。最大磁通密度可由下面幾個參數(shù)得到：原邊峰值電流，原邊繞組匝數(shù)，有效氣隙電感量，以及有效的磁芯橫截面積。還能由有效原邊電壓、輸出電壓、輸出二極管電壓和最大占空比計算得到： (3-42 (3-43是交流磁通密度分量，下面方程式給出

40、了峰值交流磁通密度（而不是指峰峰值）的計算式，它利用磁芯廠家提供的磁芯損耗曲線?？捎勺畲蟠磐芏取⒚}動與峰值之比的電流因數(shù)計算出來。它還可以用有效原邊電壓、最大占空比、開關頻率、有效磁芯截面積、原邊匝數(shù)等五個參數(shù)計算得到： (3-44應計算無氣隙磁芯的相對導磁率，以估算氣隙長度。它是從磁芯參數(shù)、和無氣隙時的有效電感量來得出的： (3-45氣隙長度的大小可由下式計算出來： (3-46 (3-47式中，是原邊繞組的匝數(shù)，是磁芯的有效截面積值，是原邊繞組的電感量,是磁芯的有效磁路長度，是有效導磁率。上式中的磁芯截面積和無氣隙時的有效電感量，可由磁芯的數(shù)據(jù)表中得到。變壓器的骨架有效繞組寬度，取決于骨架

41、的物理尺度寬度、邊界限度M和骨架繞線層數(shù)： (3-48原邊繞制漆包線的最大直徑OD(mm，可由有效骨架寬度和原邊繞組匝數(shù)得到： (3-49偏置繞組通常用相同于原邊直徑的導線來卷繞，以減少不同導線品種。另外，原邊繞組的匝數(shù)與副邊繞組匝數(shù)的關系，還可由反射輸出電壓與副邊輸出電壓、整流輸出二極管正向電壓之和的比值來得到： (3-50副邊峰值電流可由原邊峰值電流和原邊與副邊的匝數(shù)比來得到： (3-51副邊電流有效值可由最大占空比、副邊峰值電流和脈動與峰值電流之比得到。的值對于原邊與副邊是相同的，副邊電流有效值可以用類似原邊有效值電流來表達，只需用代替。 (3-52輸出電容器的脈動電流并不是一個實際變壓

42、器的參數(shù)，但對于電容器的選取有用。它可由副邊電流有效值和輸出電流得到： (3-53電源的輸出電流可由輸出功率與輸出電壓的比值得到： (3-54(11步驟20等 因副邊電流有效值是已得到，所以副邊導線最小直徑，可由下式求出： (3-55實際上的導線尺寸可由原邊電流容量和副邊有效值電流得到，采用經(jīng)驗公式計算。然后由來確定。原邊電流容量是與電流密度成反比的，它可由磁芯的截面積與原邊電流的有效值之比來得到： (3-56根據(jù)原邊電流容量和副邊有效值電流，可計算出最小的副邊裸線導體截面積： (3-57另外，較大容量的副邊導線還可參考下式： (3-58第四節(jié) 單端反激式開關電源變壓器的參數(shù)設計、磁芯選擇、繞

43、制方法與絕緣措施一、 單端反激式開關電源變壓器的參數(shù)設計單端反激式開關電源中的變壓器，既是作為變壓器，又是作為儲能電感。它的設計方法與單端正激式變換器大不相同，與其他類型的變化器也不同。其設計參數(shù)主要有三項：1 先求出原邊繞組電感量；2 選擇規(guī)格、尺寸合適的高頻變壓器磁芯；3 再計算原邊繞組匝數(shù)。由本章式（312）可得到： (3-59也可代入、得到： (3-60因為反激式變換器的功率通常較小，一般選用鐵氧體磁芯作為變壓器，其功率容量計算式如下： (3-61式中，是磁芯截面積，是磁芯窗口面積；是變壓器的標稱輸出功率，是磁芯工作的磁感應強度；是線圈導線的電流密度，通常取23；是變壓器的效率，通常取

44、它的值為0.80.9；是窗口的填充系數(shù)，一般取0.20.4；是磁芯的填充系數(shù)，對于鐵氧體1.0。根據(jù)計算出的值，選取余量稍大些的磁芯即可。由電磁感應定律得到：，又因，則有： (3-62通常在鐵氧體磁芯中加進氣隙，它能使變壓器鐵芯承受較大的勵磁安匝數(shù)，防止鐵芯飽和。通過調節(jié)氣隙也可得到所需的繞組電感量，并使電感量在整個工作范圍內變化較小。二、 TOPSwitch反激式電源變壓器原邊繞組電感量的選用在國際上有三種類別的交流電網(wǎng)輸入電壓條件，其變壓器的反射輸出電壓也不同，對于每種不同的TOPSwitch型號，其建議的額定輸出功率和原邊電感量范圍的選用值也不同，詳細的對應關系見表39。北美洲、日本、臺

45、灣地區(qū)：85132，50/60Hz；60V。通用的電網(wǎng)輸入：85265，50/60Hz；135V。歐洲和亞洲：195265，50/60Hz；135V。表39 各種TOPSwitch的不同輸出功率最小值、額定值、最大值和峰值，以及建議的變壓器原邊電感量最小值與最大值對應關系（1）100/115，60V,=0.4IC編號建議的原邊電感量建議的輸出功率范圍(WTOP10050411280101919TOP10135764915243333TOP10226844620334548TOP10321434025405563TOP10417929330456073（2）85265，135V,=0.4TOP2

46、0019633537061213TOP2011150170310162227TOP202766115015233040TOP20357595820283548TOP21446075425344261TOP20438363030405073（3）230輸入，135V,=0.6TOP20025943677091818TOP2011418178920293737TOP202946120330435555TOP20370998840546767TOP21456778850688484TOP2044736626080100100表39中的不同輸出功率范圍與原邊繞組電感量的對應范圍，只是在最初選擇TOPS

47、witch的預測和作為設計的起點。輸出功率能級超出所給范圍時，應適當改變對于變壓器的設計、散熱片的大小以及機械封裝等。表39中的數(shù)據(jù)是基于如下假設給出的：最小有用峰值功率是根據(jù)圖317（a）中所示的梯形漏極電流波形（連續(xù)工作狀態(tài)下），以及表39中所示的TOPSwitch的最大原邊繞組電感量狀態(tài)下得到的。脈動電流與峰值電流的比值典型值：在100/115或通用的工頻交流輸入電壓時為0.4，而在230輸入時為0.6。最小有用峰值功率是指在最小規(guī)定的TOPSwitch電流限制的90時和低交流電網(wǎng)輸入電壓時的值。當散熱片為無窮大時，連續(xù)的輸出功率將接近。是根據(jù)經(jīng)驗數(shù)據(jù)，用適度的散熱片在連續(xù)狀態(tài)下工作時，

48、按表39中所示TOPSwitch的最大電感狀態(tài)下得到的。則是根據(jù)經(jīng)驗數(shù)據(jù)，采用適當?shù)纳崞?，在不連續(xù)狀態(tài)下工作時，按圖317(b中三角形的漏極電流波形和表39中TOPSwitch的狀態(tài)下得到的。電網(wǎng)輸入端儲能電容器的數(shù)據(jù)是：在100/115或普通的饋線電壓（最小值為85）時，按輸出功率每瓦特用3計算得到：在 230饋線電壓時（最小值為195），按輸出功率每瓦特用1計算。表39給出了推薦的反激式電源變壓器原邊繞組電感量與輸出功率范圍。在設計要求高效率和低功耗應用時，可先在欄內選擇適用的TOPSwitch器件，然后從欄內選用變壓器的原邊電感量。例如，在通用電網(wǎng)輸入和要求22W輸出時，先從“通用輸入

49、”表格中和一欄開始查找，TOP201將是首選的器件；原邊電感量則從欄查閱，其值是1703。如果要求應用小尺寸的電源變壓器，可從欄內選擇近似值的TOPSwitch器件。然后從欄內選用變壓器原邊電感量。例如，對于115輸入和要求20W輸出，可先從“100/115輸入”表格內和欄開始查找，TOP102是首選器件；原邊電感量由欄查閱，可找出是268。在電源應用時是臨界值，用于大的峰值負載，例如磁盤驅動、打字機以及音響放大器。散熱片和元件的溫升決定了TOPSwitch可提供峰值功率的時間長短。表310給出了一組用TOPSwitch系列制作開關穩(wěn)壓電源時，其變壓器原邊電感量的選取參考數(shù)據(jù)。它們是在電網(wǎng)輸入

50、為85265，占空比為50條件下，用較早期的PWR-TOPS(YAI開關器件的設計數(shù)據(jù)。實用例子是雙路輸出的反激式開關電源（選用IC器件是TOP214）。如果想提高電源的效率，應按照表中的最大輸出功率選??；如果想減小電源的體積，則可按照表中的最小輸出功率來選擇。由于電源的試驗條件是千差萬別的，即使采用相同的IC器件，相同型號的變壓器磁芯，相同型號的其他元件，完全相同的電路設計和功率容量、輸入電壓和輸出電壓，并且采用同一種尺寸的變壓器骨架，采用同一種直徑的絕緣漆包線繞制，變壓器的原邊繞組與副邊繞組匝數(shù)也完全相同，但是，只有變壓器鐵芯的鐵氧體材料生產(chǎn)廠家不同，甚至采用同一廠家在不同時期生產(chǎn)的同種鐵

51、芯制作同類型電源，其性能也不可能完全一致，電氣參數(shù)總會存在一些差異，有時差別相當大，也是正常的現(xiàn)象。表310 電網(wǎng)輸入為85265、占空比為50的不同輸出功率條件下的原邊電感量選取范圍（最大值與最小值）IC型號輸出功率范圍（W）電感量選取輸出功率極端值（W）TOP200YAI01214503420051011TOP201YAI102280017109131721TOP202YAI1530560113013182332TOP203YAI203545094516233038TOP214YAI254240075418273648TOP204YAI305034063021314157三、 變壓器的匝數(shù)

52、比曲線變壓器的匝數(shù)比，是由低電網(wǎng)電壓時的最小值流輸入電壓、輸出電壓和反射輸出電壓三者來確定的。取決于儲存能量的輸入的電容量。通常在普通輸入或100/115輸入應用時，每瓦特輸出功率用3儲能電容；而在230輸入應用時，每瓦特輸出功率用1儲能電容。若使用倍壓器從100/115輸入得到更高的有效直流電壓時，應當采用兩只串聯(lián)的電容器，每只具有一瓦特輸出功率的2電容值。這些電容器的最低電壓值的選擇規(guī)則是：在通用輸入或100/115輸入應用時，其近似值為90；而在230或由100/115使用倍壓器時，其近似值為240。應用TOP2xx系列器件并工作在輸入電壓為230，或者由100/115使用倍壓器時，需要

53、變壓器設計在100/115時，設計反射輸出電壓為60V或者更低些為宜。某些應用中的設計，可利用稍微低的反射輸出電壓，以便在高電網(wǎng)電壓工作時，減小器件的電壓應力。變壓器的匝數(shù)比由公式（363）給出： (3-63式中，是原邊匝數(shù)，是副邊匝數(shù)，是反射輸出電壓，是輸出電壓，是二極管正向電壓。匝數(shù)比曲線可由上述公式得到，如圖318所示，其反射輸出電壓分別為60V和135V，二極管的正向電壓假定是0.7V。圖318四、 TOPSwitch反激式變壓器設計制作注意事項當研制TOPSwitch反激式電源時，變壓器的設計通常是最大的絆腳石。反激式變壓器并不像普通的變壓器那樣設計或使用，其能量儲存在鐵芯中，鐵芯必

54、須是有氣隙的。電流可在原邊繞組或者在副邊繞組中流動，但決不會在兩個繞組中同時流動。為什么用反激式電路？這是因為反激式電路使用的元器件最少。在功率等級低于75W時，總的電源器件成本會比其他電路技術要低。在75W100W之間時，增大的電壓和電流應力下，反激式電源元器件成本也隨之增加。所以，在較高的功率等級時，具有較低電壓和電流應力的電路（例如用正向變換器），可能會有較高的成本并采用較多的元器件。設計反激式變壓器時，需要反復用方程式計算，這并不困難。這種方法用于連續(xù)狀態(tài)，也同樣用于設計非連續(xù)狀態(tài)，它有三個步驟：1 識別和估計獨立的變數(shù)（輸入電壓），它取決于應用詳情、變壓器的鐵芯以及選擇的TOPSwitch器件；2 識別和計算依從的參數(shù)值（輸出電壓和電流）；3 反復調節(jié)獨立的變數(shù)，直到選定依從參數(shù)，讓實際變壓器的參數(shù)在確定的限度內?？衫糜嬎懔鞒虉D，來自動設計變壓器參數(shù)，并不斷改革方法。引進新的參數(shù)，是原邊脈動電流于峰值電流之比，用來描述TOPSwitch漏極電流波形，以簡化隨后的計算過程。計算用的特定獨立變數(shù)包括：最小和最大的交流輸入電壓、電網(wǎng)頻率、TOPSwitch開關頻率、輸出電壓和偏置電壓、輸出頻率、橋式整流導電時