射頻模擬電路教學(xué)課件：第二章 射頻電子系統(tǒng)中的放大器設(shè)計(jì)

1、第2章 射頻電子系統(tǒng)中的放大器設(shè)計(jì) 2.1 高頻小信號諧振放大器高頻小信號放大器與高頻功率放大器高頻放大器的頻帶特性及其構(gòu)成方法2.1.1 高頻小信號放大器的基本要求高頻小信號放大器工作于放大器的線性區(qū)，可用線性四端網(wǎng)絡(luò)來等效主要性能指標(biāo)1增益電壓增益（放大倍數(shù)）：Av=Uo/Ui對數(shù)電壓增益（dB）： 20logAv功率增益（放大倍數(shù)） ：AP=Po/Pi對數(shù)功率增益（dB）： 10logAP對數(shù)增益表示在工程上的優(yōu)點(diǎn)2通頻帶與選擇性通頻帶：保證有用信號能順利放大三分貝帶寬（半功率帶寬）、1dB帶寬等選擇性：對其他信號有足夠的抑制 矩形系數(shù)Kr0.1（20dB矩形系數(shù)） Kr0.01（40d

2、B矩形系數(shù)）3噪聲系數(shù)噪聲系數(shù)：放大器輸入信噪比與輸出信噪比之比對數(shù)表示：本質(zhì)：信號通過放大器后，信噪比的惡化程度4工作穩(wěn)定性在不同的溫度下（如40+85），其工作點(diǎn)（直流偏置）會產(chǎn)生變化，晶體管參數(shù)、元件參數(shù)，以及放大器增益、通頻帶、通頻帶中心頻率都會產(chǎn)生變化，即性能會變化，甚至自激振蕩。51dB壓縮點(diǎn)輸出功率表示放大器輸出信號功率的能力 在小信號工作條件下，管子特性可用線性參數(shù)表征1高頻晶體管網(wǎng)絡(luò)參數(shù)模型網(wǎng)絡(luò)參數(shù)模型與物理參數(shù)模型2.1.2 高頻晶體管小信號等效電路模型與參數(shù)共射組態(tài)網(wǎng)絡(luò)模型（a）Y參數(shù)模型 （b）Y參數(shù)等效電路實(shí)質(zhì)：用網(wǎng)絡(luò)參數(shù)等效晶體管特性，內(nèi)部物理過程不考慮， 即黑匣子

3、Y參數(shù)的物理意義 輸出短路時(shí)的輸入導(dǎo)納 輸入短路時(shí)的反向傳輸導(dǎo)納 輸出短路時(shí)的正向傳輸導(dǎo)納 輸入短路時(shí)的輸出導(dǎo)納yie、yre、yfe和yce稱為晶體管共射組態(tài)的網(wǎng)絡(luò)參數(shù)參數(shù)是頻率的函數(shù)不同組態(tài)的y參數(shù)不一樣Y參數(shù)的表現(xiàn)形式：S參數(shù)在微波頻段的廣泛應(yīng)用2高頻晶體管的物理模型 混合型等效電路把晶體管內(nèi)部的復(fù)雜物理關(guān)系用集中元件R、L、C來表征，每一元件與晶體管內(nèi)部發(fā)生的某一種物理過程相關(guān)聯(lián)圖2-2 晶體管混合型等效電路（a）NPN模型 （b）NPN混等效電路物理參數(shù)總結(jié)：基本參數(shù)： rbb（體電阻）、 rbe、 （跨導(dǎo)）基區(qū)寬度調(diào)制效應(yīng)： rce、 rbc（可忽略不計(jì)）高頻參數(shù)： Cbe（勢壘+

4、擴(kuò)散）、 Cbc （密勒）封裝參數(shù)：封裝電容、引線電感(未含在等效電路中)例如，某個高頻晶體管混合型電路的參數(shù)如下：3晶體管混合型電路參數(shù)與 網(wǎng)絡(luò)參數(shù)之間的轉(zhuǎn)換Y參數(shù)可測量Y參數(shù)可由混合型電路參數(shù)轉(zhuǎn)換得到 直接轉(zhuǎn)換法：輸出短路時(shí)，等效電路如圖2-4 ，可得 ：輸入短路時(shí)，類似可得 ：圖2-4 混合型模型輸出短路2.1.3 晶體管的高頻參數(shù)頻率升高時(shí)，由于晶體管物理模型中存在電容，其共射阻態(tài)的電流放大倍數(shù) 為復(fù)數(shù)：f稱為晶體管共射組態(tài)的（3dB）截止頻率；射頻系統(tǒng)中晶體管經(jīng)常工作于遠(yuǎn)大于f的頻率范圍雙極晶體管電流放大倍數(shù)下降到1所對應(yīng)的頻率特征頻率fTf 與fT 的關(guān)系圖2-5 截止頻率和特征頻

5、率 fT 的求取：工程應(yīng)用：求工作頻率上的實(shí)際放大倍數(shù)：當(dāng) 時(shí)， 而 故有 即電流增益小于1，但功率增益可以大于1晶體管功率增益Ap=1時(shí)的工作頻率為最高振蕩頻率fmax：2.1.4 晶體管高頻小信號單調(diào)諧回路諧振放大器是接收機(jī)中頻放大電路常用形式之一各元件作用：電源濾波（去耦）；旁路電容（使功率有效傳輸）；隔直電容直流偏置圖2-6 三級中頻放大器電路圖僅取其中一級來分析與計(jì)算分析假定：三級級聯(lián)放大器完全相同使用同樣的晶體管工作在同樣的狀態(tài)（即y參數(shù)相同）圖中C 為隔直電容或旁路電容，滿足 或 RP為并聯(lián)諧振回路的諧振電阻下級放大器輸入負(fù)載只考慮yie2的影響，yre2的影響忽略不計(jì)（單向化）

6、圖2-7 一級中放交流等效電路及y參數(shù)等效電路（a）一級放大器的交流等效電路（b） y參數(shù)等效電路放大器指標(biāo)計(jì)算1放大器的輸入導(dǎo)納 即放大器的輸入導(dǎo)納不但與yie有關(guān)，還與輸出參數(shù)及yfe、yoe有關(guān)。當(dāng)yre=0時(shí)，yi=yie，此時(shí)晶體管成為單向器件代表由集電級C向右看進(jìn)去的回路總導(dǎo)納2電壓增益AV放大器的負(fù)載為yie2，yie2上的電壓為 ，輸入電壓為 。定義放大器的電壓放大倍數(shù)為：且則或 是放大器調(diào)諧回路的諧振頻率 是工作頻率對回路的失諧 是回路的有載品質(zhì)因數(shù) 稱為廣義失諧 （即諧振）令歸一化抑制比為高頻小信號單調(diào)諧諧振放大器的歸一化抑制比的表達(dá)式與簡單諧振回路表達(dá)式完全一樣影響放大器

7、的電壓增益的因素放大器的最大電壓增益僅決定于晶體管參數(shù)yfe、goe、gie2以及諧振回路的性質(zhì)Q0,圖2-8 折合到a、b端的等效電路定義功率增益為：3功率增益AP將網(wǎng)絡(luò)參數(shù)等效電路的全部參數(shù)折合到a、b兩端后可畫成如圖2-8所示電路。條件 為輸入功率，Vi為輸入電壓有效值。 Po為作用在gie2的輸出功率。諧振時(shí)：令得 AP由四項(xiàng)相乘得到，每一項(xiàng)都具有明確的物理含義，說明如下：（1）諧振時(shí)， ，此時(shí)輸出回路均折合到a、b兩端的等效電路如圖2-8（b）所示。如認(rèn)為回路損耗很小，忽略不計(jì)，則 為電流源的內(nèi)阻， 為負(fù)載，匹配條件是 ， 即 ，因此 項(xiàng)表征的是負(fù)載與晶體管的失配程度，稱為失配損耗，

8、它的最大值為1。 時(shí)， 值均小于1。（2） 表明的是回路本身的損耗，它表征回路固有損耗使功率增益AP降低的比例?；芈繁旧頁p耗為零， ，此時(shí) ，表明回路對功率增益AP無影響，一般情況下， 。 表征的是諧振回路的插入損耗。（3）當(dāng) 及 ，即 時(shí)，可求得諧振狀態(tài)時(shí)的最大增益 ，僅與晶體管本身的參數(shù)有關(guān)。（4） 表明失諧狀態(tài)的程度對功率增益的影響。4小信號單調(diào)諧回路諧振放大器的通頻帶與選擇性3dB通頻帶與簡單諧振回路相同而故當(dāng)晶體管選定、電路完全確定以后，放大器的帶寬增益乘積是一個常數(shù)，帶寬愈窄，增益愈高，反之亦然。帶寬增益乘積與 成反比， 愈小，帶寬增益積愈大。 最小的但這樣會引起電路不穩(wěn)定，必須外

9、接一定值的電容放大器的矩形系數(shù)類似于簡單諧振回路例2.1 如圖2-9所示單諧振回路放大器，已知晶體管的y參數(shù)， ， ， ， 。 電感線圈L1中，N12=16圈，N13=20圈；電感線圈L2中，N45=4圈，L13=1.5H，C=12pF。L13的空載品質(zhì)因數(shù)Q0=100。求放大器工作中心頻率f0， Avo ，2f0.707圖 2-9 單諧振回路放大器 （a） （b）2.1.5 高頻小信號單調(diào)諧回路諧振放大器級聯(lián)1級聯(lián)放大器的電壓增益假定放大器有n級級聯(lián)，各級電壓增益的模分別為 ，則總增益Av（模）是各級增益模的乘積，即：如果多級放大器由完全相同的單級放大器組成2級聯(lián)放大器的通頻帶與選擇性根據(jù)定

10、義，如每級放大器完全相同，則級聯(lián)放大器的歸一化抑制比為： 總是小于1，稱為級聯(lián)放大器3dB帶寬的縮小因子，其值與級數(shù)n的關(guān)系下：表2-1n1234567810.640.510.430.380.350.320.30表2-2 矩形系數(shù)與級數(shù)的關(guān)系 n12345678K0.19.954.73.753.43.23.13.02.942.562.1.7 高頻小信號調(diào)諧放大器的穩(wěn)定性1放大器穩(wěn)定性分析 高頻小信號諧振放大器的工作穩(wěn)定性是重要指標(biāo)之一 第二項(xiàng)表示由反向傳輸導(dǎo)納yre引入的輸出回路對輸入回路的影響，因此是一種“反饋”圖2-10 高頻小信號雙調(diào)諧回路諧振放大器的電原理圖及y參數(shù)等效電路圖 （b）定

11、義：設(shè)gF可能為負(fù)的，即負(fù)電導(dǎo)，yF中的虛部僅引起諧振頻率偏移，但負(fù)電導(dǎo)如抵消正電導(dǎo)（gs+gie），則可以產(chǎn)生自激振蕩。顯然，振蕩的臨界條件為：虛部等于零，決定振蕩的頻率式中：式中：另一項(xiàng)，因?yàn)?所以有：式中反映的是輸出回路參數(shù)，因此有：L是輸出回路的電感，C是輸出回路的總電容。圖2-11 高頻小信號放大器輸入電路及gF與頻率的關(guān)系曲線（a） （b） （c）為使分析問題簡單，設(shè)輸入、輸出回路相同，即故故自激振蕩的條件可變成：令， Ks稱為穩(wěn)定性系數(shù)。Ks=1是放大器穩(wěn)定的臨界狀態(tài)； ，放大器是穩(wěn)定的； ，放大器是不穩(wěn)定的。在高頻電路里，為保證放大器穩(wěn)定，選Ks=510。設(shè) 則有當(dāng)工作頻率 C

12、re稱為反饋電容輸入、輸出回路都是部分接入的， 將 代入上式，又設(shè)g1=g2=g，則可得：穩(wěn)定性系數(shù)Ks是與放大器的電壓增益相關(guān)聯(lián)的。晶體管選定后（即 和Cre給定），工作頻率確定，Ks確定，此條件下的電壓增益Avo就被限定了。增益太高，會引起電路穩(wěn)定性惡化?？紤]到分布參數(shù)的影響，穩(wěn)定條件下的最大增益還會進(jìn)一步下降?！纠?.2】 設(shè)計(jì)調(diào)幅收音機(jī)的中頻放大器，中心頻率f0=465kHz，要求失諧在21kHz， ，電壓增益Aov=60dB，設(shè)回路空載品質(zhì)因數(shù)Q0=100。2提高放大器穩(wěn)定性的措施為保證放大器的穩(wěn)定，增益不能太高，為保證穩(wěn)定的高增益，應(yīng)選 大且Cre小的晶體管。另一個辦法是在晶體管選

13、定后在電路上采取措施，抵消yre的影響。（1）中和法晶體管的內(nèi)部反饋主要是通過Cbc及Cbb之間的耦合形成的，稱為內(nèi)部反饋。因此，可在晶體管外部加上一個反饋電路，其反饋產(chǎn)生的電流的大小與內(nèi)部反饋的數(shù)值相等但方向相反，圖2-12中的CN即是外回的反饋電容，稱為中和電容，調(diào)節(jié)CN的大小，使II，則反饋到輸入端的電流為零，此條件即是電橋平衡條件（如圖2-12（b）所示）。圖2-12 諧振回路的中和電路 （a） （b）只能在一個頻率點(diǎn)上做到，有局限性（2）失配法信號源內(nèi)阻與負(fù)載不相等稱為失配狀態(tài)。假如負(fù)載導(dǎo)納yL很大，放大器處于失配狀態(tài)，此時(shí)有：即后一項(xiàng)分母遠(yuǎn)大于分子而變得很小，可以忽略不計(jì)。當(dāng)然，由

14、于失配，放大器的增益大大下降。放大器的Yiyie，可近似認(rèn)為晶體管為單向器件，所以這種辦法又稱為單向化。用失配實(shí)現(xiàn)晶體管單向化的方案很多，其中共射共基極聯(lián)電路是廣泛使用的方法（如圖2-13所示）。共基阻態(tài)的輸入導(dǎo)納是前級共射阻態(tài)放大器的負(fù)載，共基阻態(tài)的輸入導(dǎo)納是很大的，將引起失配。共基阻態(tài)的輸出阻抗很高，可直接與諧振回路相連。由于使用了雙管，兩管總的增益比單級共射阻態(tài)放大器的增益略高。圖2-13 共射共基極聯(lián)電路 （a） （b）2.2 高頻諧振功率放大器功放的作用：無線電發(fā)送設(shè)備中，為了保證足夠遠(yuǎn)的傳輸距離，發(fā)射機(jī)送到天線的功率要足夠大高頻功放與低頻功放的共性：要求輸出功率大，效率高；工作在高

15、電壓、大電流狀態(tài)，必須保證器件的安全工作功放特點(diǎn)：大功率晶體管必須安裝散熱片，有的散熱片還必須水冷或風(fēng)冷；設(shè)計(jì)電路時(shí)還必須考慮保護(hù)電路，如過熱保護(hù)、過壓過流保護(hù)、失配保護(hù)等。功率放大器晶體管的工作區(qū)域圖2-14 功率放大器晶體管的工作區(qū)域 功放分類：1、按功率量級 幾毫瓦，幾百瓦、上千瓦，甚至兆瓦量級。2、按位置 緩沖放大（隔離放大）、中間放大、推挽放大、末級功率放大；3、按帶寬 窄帶功放：諧振功放與高頻小信號調(diào)諧放大器一樣，其負(fù)載是諧振回路選頻網(wǎng)絡(luò)； 寬帶功放：需設(shè)計(jì)寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)，4、按工作方式 甲類功放：理想效率為50%，但由于晶體管飽和 壓降影響，實(shí)際集電極效率只有35%左右；線性效率為

16、25； 乙類功放：低頻功率放大器可工作在乙類推挽，理想效率為78%，實(shí)際效率為60%左右，遠(yuǎn)高于甲類；對阻性負(fù)載，為防止非線性失真，必須推挽；為防止交越失真，實(shí)際上工作在甲乙類推挽 丙類功放：高頻功放可工作于丙類，效率為7090 %； 丁類、戊類：效率可達(dá)90以上4、按器件類型 固態(tài)器件（半導(dǎo)體）：幾百瓦，合成上千瓦 電真空器件（行波管、速調(diào)管、磁控管等）：幾百幾十千瓦功率放大器的主要技術(shù)指標(biāo)： 功率 效率 增益 非線性失真（諧波、雜散波） 工作安全性分析方法 精確分析：求解非線性（大信號）微分方程（高頻電抗及載流子渡越時(shí)間）很困難； 近似分析：設(shè)f工作0.5f ，靜態(tài)特性有效，可用圖解法（折

17、線近似分析法）求解2.2.1 高頻諧振功率放大器的基本工作原理假設(shè)晶體管工作于“低”頻工作區(qū)，即f0.5f。一、電路示例1、等效電路 CA：天線對地的等效電容； Ra：等效輻射損耗電阻； rr ：電感線圈L的損耗電阻； be：加到晶體管基極與發(fā)射極之間的總電壓； ce ：集電極與發(fā)射極之間的總電壓； b：信號源電壓； VBB：基極直流電壓，又稱為偏置電壓； VCC：集電極的直流電壓。圖2-16 高頻諧振功率放大器原理電路圖 （a） （b） （c）設(shè)回路有載品質(zhì)因數(shù) ，利用串并聯(lián)互換的關(guān)系，把rA折合到電感支路中去（圖c），這樣rerr+rA。這是典型的并聯(lián)諧振回路。顯然 ，諧振電阻2、效率定性

18、分析諧振功放工作狀態(tài)：丙類（由基極回路合適的偏置電壓VBB保證）放大器工作狀態(tài)如圖2-17所示（甲、乙、丙）。 VBZ：導(dǎo)通電壓，它是轉(zhuǎn)移特性直線化后與橫軸的交點(diǎn)。硅NPN晶體管VBZ0.7V左右。 丙類：VBBVBZ，放大器沒有顯著的電流。 對硅NPN 管，VBB0.7V時(shí)工作在丙類，故VBB可正可負(fù)。 丙類的集電極效率高這一主要優(yōu)點(diǎn)出現(xiàn)的原因：晶體管僅在部分時(shí)間內(nèi)有電流流通，大部分時(shí)間內(nèi)無集電極電流；集電極耗散功率等于集電極電壓與集電極電流之乘積，因而大部分時(shí)間無集電極耗散功率。圖2-17 VBB設(shè)置與工作狀態(tài)乙類、丙類放大需要較大的輸入信號由能量守恒關(guān)系，電源提供的功率Pdc，等于輸出的

19、交流功率P0與集電極耗散功率Pc之和，即有 功率關(guān)系：定義集電極效率為：故當(dāng)c從20%（甲類）提高到75%（丙類），則P0增大了12倍。可見，效率是功率放大器的生命線。二、工作原理分析1、集電極電流波形分析 設(shè)單音激勵電壓 輸入回路電壓（VBB含正負(fù)號） 輸出回路方程 式中c是諧振回路兩端的電壓，電壓的極性如圖2-16（b）所示（正端接地，負(fù)端在集電極上） 用作圖的方法可作出電流的波形，如圖2-18所示圖2-18 諧功放的激勵電壓與集電極電流 ic達(dá)最大電流icmax 可見：當(dāng)be的電壓大于VBZ時(shí)才有顯著的電流；當(dāng) 時(shí)， ic達(dá)最大電流icmax這個電流是周期的電流脈沖；周期與輸入信號的周期

20、是相同；用傅立葉分析，可分解成無數(shù)多個正弦波之和諧振回路調(diào)諧在（輸信號頻率）上，則諧振回路對呈現(xiàn)阻抗RP，對2，3，可近似認(rèn)為短路（阻抗近似為零），故：結(jié)論：由于諧振回路的選頻作用，集電極的交流輸出電壓仍是與輸入電壓相同的正弦波，但相位相反。即高頻諧振功率放大器雖然工作在丙類（管子存在嚴(yán)重的非線性失真），但是對于正弦信號完全可以放大證明：高頻電路工程實(shí)踐中，一般地 即 ，那么 更滿足 (n=2，3，)，這樣： 將 代入上式得到假設(shè)QL=10，則：n=2 3 4 5 0.0375 0.0267 0.0208 由此證明，對于高次諧波呈現(xiàn)的阻抗 ，近似認(rèn)為短路的假設(shè)是成立的 2、放大器各點(diǎn)信號波形

21、圖2-19 高頻諧振功 放信號電流電壓波形由圖可見：諧振功放集電極輸出電壓波形ce包含直流分量與交流分量，其交流分量與b波形一樣，但相位相差。3、功率關(guān)系交流功率為電源輸入的直流功率（平均功率）為波形系數(shù)：電壓利用率 永小于12.2.2 高頻諧振功率放大器折線近似分析法一、折線近似分析法 晶體管實(shí)際的靜態(tài)輸出特性、轉(zhuǎn)移特性、輸入特性要用解析式表示是不可能的，只有用理想化曲線來代替實(shí)際特性曲線后才有可能： 最簡單、直觀的辦法是用折線來代替實(shí)際特性曲線 圖2-20所示就是用折線來代替（近似）實(shí)際曲線后的轉(zhuǎn)移特性和輸出特性； 由圖可見，輸出特性被gcr（臨界飽和線）和橫坐標(biāo)分成三部分：飽和區(qū)、放大區(qū)

22、和截止區(qū)； 轉(zhuǎn)移特性成了雙折線圖2-20 特性曲線折線化 二、參數(shù)求取1、導(dǎo)通角 加入余弦輸入激勵電壓 輸入回路方程輸出回路方程ic的表達(dá)式定義一個周期內(nèi)導(dǎo)通角度的1/2為導(dǎo)通角c（見圖2-20）。 由如圖所示的幾何關(guān)系，得出：VBB包含正負(fù)號，即（VBZVBB）就是圖2-20中的VBZVBB的長度代入ic表達(dá)式得 （282）2、余弦電流脈沖分解當(dāng)t=0時(shí)有故 （283）這就是以c、icmax為自變量的ic的表達(dá)式，實(shí)際上是如圖2-20所示尖頂余弦電流脈沖的數(shù)學(xué)表達(dá)式，該脈沖電流可用傅里葉級數(shù)展開：式中電流分解系數(shù)電流分解系數(shù)一般情況下電流分解系數(shù) 、 、 等是c的函數(shù)，稱為尖頂余弦電流分解系

23、數(shù)，僅由c決定c與n的對應(yīng)值關(guān)系如圖2-21或附錄中的數(shù)值表所示。結(jié)論：Icn只與icmax及 有關(guān)，而icmax與gc、Vb及c有關(guān)。若Rp已知，可計(jì)算Po， ，據(jù)此可近似設(shè)計(jì)功放，最后經(jīng)試驗(yàn)調(diào)整 、 圖2-21 尖頂余弦電流分解系數(shù) 三、討論1、尖頂余弦電流分解系數(shù)僅與c有關(guān)；2、尖頂余弦電流分解系數(shù)是波動曲線； 及基波分量波形系數(shù) 是單調(diào)的，且 但在c=0180范圍內(nèi)，總有一個c值使某個 n(c)達(dá)到最大值；3、對放大器，關(guān)心的是1(c)（即Po）、 、 當(dāng)c=180時(shí)為甲類， 1、0相等，為0.5，g1=1，Po不是最大，Pdc最大， 為最低；甲類 ，故 ；2、3低至0，說明無失真輸出

24、當(dāng)c=120時(shí)， 1=0.536為最大，輸出功率最大，二次、三次失真?。滓翌悾瘦^高（ 0 0.5）； 當(dāng)c=90時(shí)，輸出與甲類一樣較大，效率高；但二次失真大，無三次失真；1=0.5為較大值，00.5，故 ；當(dāng) 故作為放大器，c=70左右，可取得效率和輸出功率的折中，而諧波失真靠濾波器來濾除。4、對二倍器，要求2最大，故c=65 70；5、對三倍器，要求3最大，故c=40 50；6、 二、三倍頻有增益；高次倍頻用得少。2.2.3 高頻諧振功率放大器的動態(tài)特性靜態(tài)特性：保證ce不變，當(dāng)be變化時(shí)， 的特性稱為靜態(tài)轉(zhuǎn)移特性。be不變，當(dāng)ce變化時(shí)， 稱為靜態(tài)輸出特性。ce不變， 稱為靜態(tài)輸入

25、特性。負(fù)載特性：考慮負(fù)載反作用后，輸入信號隨時(shí)間變化時(shí)，工作點(diǎn)移動的軌跡稱為放大器的負(fù)載特性，又稱為負(fù)載線；動態(tài)特性：當(dāng)某些參數(shù)變化時(shí)，負(fù)載線的位置與斜率大小都會發(fā)生變化，這種特性稱為動態(tài)特性；考慮實(shí)際電路中負(fù)載的影響后，靜態(tài)特性的上述條件不能保證，當(dāng)輸入激勵信號隨時(shí)間而變化時(shí)，所有參數(shù)都隨之變化，這就是動態(tài)特性。1負(fù)載特性負(fù)載特性是當(dāng)VCC、VBB、Vb保持不變時(shí)，諧振回路的諧振電阻RP（等效負(fù)載）變化時(shí)，負(fù)載線的變化情況。（1）負(fù)載線的求法 解析法：靜態(tài)特性折線化近似后用解析法求出（斜截法） 作圖法：在晶體管實(shí)際的靜態(tài)特性上用兩點(diǎn)法畫出可以證明，實(shí)際的負(fù)載線不是直線，但折線近似后求得的負(fù)載

26、線是直線。解析法：輸入、輸出回路方程：從上兩式中消去cost可得：折線近似后的轉(zhuǎn)移特性：上式為截距式直線方程，式中截距為：斜率 為負(fù)值，即 。負(fù)載線的作法如下：在輸出靜態(tài)特性的橫坐標(biāo)上取載距Vo，過Vo作直線，直線的斜率為 ，負(fù)載線與參數(shù) 對應(yīng)的輸出特性 相交于A點(diǎn)（如圖2-22所示）。圖2-22 高頻諧功放的負(fù)載線（臨界或欠壓） 兩點(diǎn)法首先求虛擬工作點(diǎn)Q：Q為轉(zhuǎn)移特性中斜率為gc折線的延長線與VBB坐標(biāo)位置相交的點(diǎn)。從幾何關(guān)系上易求得此時(shí) ， ， ，IQ實(shí)際并不存在，稱為虛擬工作點(diǎn)電流。Q點(diǎn)位置為：求負(fù)載線的另一點(diǎn)（最大輸入）。令t=0，此時(shí) ， ， 找到此點(diǎn)A，連接AQ，AQ與Vce橫坐標(biāo)

27、相交于Vo（即截距），AVo即是負(fù)載線的一段。在轉(zhuǎn)移特性圖上同時(shí)畫出輸入信號 的波形圖，則可以逐點(diǎn)作出ic的波形圖，也可畫出ce的波形圖（如圖2-22所示）。負(fù)載線的斜率：令 ，則 ，從而式中： 僅為c的函數(shù)，列出幾個典型值如表2-3所示表2-3 的典型值 結(jié)論： 1、甲類工作時(shí)c=180，此時(shí) ， 與低頻放大器負(fù)載線的斜率公式是一致的； 2、 當(dāng)c偏離180，即非甲類工作時(shí)，負(fù)載線的斜率變化； 3、動態(tài)阻抗 c1801209070604010.8050.50.2880.1960.066負(fù)載特性： RP變化時(shí)負(fù)載線如何變化當(dāng)VCC、VBB、Vb不變時(shí)，虛擬工作點(diǎn)位置不變， 也是不變的，負(fù)載線與

28、 的交點(diǎn)的高度 基本不變，而且 也不變，即c不變， 也不變， 不變。當(dāng)RP增加時(shí)，Vcm=Ic1RP也增加，負(fù)載線的斜率 減?。ㄈ鐖D2-23所示）。 負(fù)載線與bemax線依次的交點(diǎn)分別為A1、A2、A3。A2是bemax線與臨界飽和線的交點(diǎn)。A3落在飽和區(qū)，是bemax延長線與負(fù)載線的交點(diǎn)。負(fù)載延長線與臨界飽和線的交點(diǎn)為A4。 圖2-23 負(fù)載變化與負(fù)載線變化關(guān)系 欠壓工作狀態(tài)：A1A2，恒流源區(qū)臨界工作狀態(tài)：A2過壓工作狀態(tài)：A2A3可得如圖2-24所示的變化趨勢結(jié)論：（1）當(dāng)RP變化時(shí)，負(fù)載線的斜率發(fā)生變化，RP增加， 下降。RP較小時(shí)，諧功放工作在欠壓狀態(tài)，Ic1 和Ic2保持基本不變，

29、這個區(qū)間稱為恒流源工作狀態(tài)。此時(shí)電流是尖頂余弦電流脈沖， 隨 RP增加，當(dāng)?shù)竭_(dá)臨界工作狀態(tài)時(shí)，達(dá)到最大功率。圖2-24 RP對工作狀態(tài)的影響 （2）RP進(jìn)一步增加，電流波形出現(xiàn)凹坑，這種工作狀態(tài)稱為過壓狀態(tài)。由于出現(xiàn)凹坑，Ic1和Ic2分量下降，凹坑愈深，Ic1和Ic0分量愈小。Vcm=RPIc1 基本不變（RP不斷增加），因此過壓狀態(tài)又稱為恒壓源狀態(tài)，此時(shí) 下降。（3）臨界狀態(tài)P0最大，c較高，是最佳工作狀態(tài),工程上設(shè)計(jì)在在弱欠壓狀態(tài)， P0較大，c較高。（4）欠壓狀態(tài)及臨界狀態(tài)，負(fù)載線為雙折線，過壓狀態(tài)的負(fù)載線為三折線。2調(diào)制特性（1）VCC的影響（集電極調(diào)制特性） 設(shè)VBB、Vb、RP不

30、變，僅VCC變化，此時(shí)負(fù)載線的一條交線 不變。從欠壓到臨界， icmax基本不變；且 ， 與VCC無關(guān)，c也不變（實(shí)際上c略有變化，因?yàn)檗D(zhuǎn)移特性在ce變化時(shí)是一簇特性）。因此Ic1、Ic0基本不變； 也不變（即負(fù)在線斜率基本不變）。進(jìn)入過壓狀態(tài)后，電流波形出現(xiàn)凹坑（用c表示的電流波形分解系數(shù)失效， 的關(guān)系不再成立，此時(shí)負(fù)載線的斜率不再遵循上式），VCC越小，凹坑越深，Ic1、Ic0下降越多。圖2-25 VCC對負(fù)載線的影響 VCC減小時(shí)，從欠壓到臨界，再到過壓的整個過程如圖2-25所示。VCC對工作狀態(tài)的影響如圖2-26所示。在過壓區(qū)，Ic1隨VCC的增加而增加，而 ，RP不變，因此Vcm在過

31、壓區(qū)與VCC的關(guān)系基本上是線性的。這種特性可用于振幅調(diào)制電路，讓Vcm與調(diào)制信號成線性關(guān)系。如圖2-27所示的電路可實(shí)現(xiàn)振幅調(diào)制。調(diào)制信號電壓與集電極電壓VCC0串接，設(shè)過壓區(qū)的Vcm 與VCC之間成線性關(guān)系，獲得最大調(diào)幅指數(shù)的VCC0應(yīng)選為VCC 2 ，VCC是高頻諧功放工作于臨界工作點(diǎn)時(shí)對應(yīng)的集電極電壓。如令=Vmcost，Vm=VCC0，得到的高頻輸出波形如圖2-27（c）所示。圖2-26 VCC對工作狀態(tài)的影響 圖2-27 集電極調(diào)幅 集電極調(diào)幅的優(yōu)點(diǎn)是所需載波功率??；缺點(diǎn)是需要調(diào)制信號源提供較大的功率。（2）VBB的影響設(shè)VCC、Vb、RP不變，僅VBB變化，此時(shí)負(fù)載線的一條交線Vb

32、emax=VBB+Vb在變化。從欠壓到臨界的過程中，VBB增加，Vbemax也增加，因此icmax也增加，電流不出現(xiàn)凹坑；而VBB增加，同時(shí)c增加， cosc=（VBZVBB）/Vb則下降。 增加，tan下降，也下降即負(fù)載線斜率減?。Ａ硗?， VBB增加，虛擬工作點(diǎn)上升（負(fù)的虛擬工作電流 下降）。故從欠壓到臨界狀態(tài)，Ic1、Ic0隨VBB增加而增加。 因?yàn)?， ，Pdc=VCCIc0，所以Vcm、P0、Pdc與Ic1、Ic0的變化趨勢一樣。在欠壓狀態(tài)下，RP不變，Ic1線性增加，Vcm與VBB基本成線性關(guān)系，利用這種特性，可用于振幅調(diào)制。調(diào)制電路及特性如圖2-30所示。基極調(diào)幅的優(yōu)點(diǎn)在于不要求

33、載波和調(diào)制源提供大的功率。VBB進(jìn)一步增加，可到達(dá)過壓工作狀態(tài)過壓工作狀態(tài)下，電流出現(xiàn)凹坑， Ic1、Ic0應(yīng)減小,但Vbemax隨VBB的增大而增大，因此icmax也增加；所以Ic1、Ic0基本不變。 因?yàn)?， ，Pdc=VCCIc0，所以Vcm、P0、Pdc與Ic1、Ic0一樣基本不變。負(fù)載線隨VBB變化的情況如圖2-28所示。VBB對工作狀態(tài)的影響如圖2-29所示。圖2-28 VBB對負(fù)載情況的影響 圖2-29 VBB對工作狀態(tài)的影響 圖2-30 基極調(diào)幅 3放大特性VCC、VBB、RP不變，當(dāng)輸入信號的振幅Vb變化時(shí)對工作狀態(tài)的影響Vb增大產(chǎn)生的效果與VBB增加是一致的：從欠壓到臨界的

34、過程中Vb增加，Vbemax=VBB+Vb增加， 減小，c增大， 增大， 減小，減?。ㄘ?fù)載線斜率減?。５玍b變化時(shí)，IQ不變（虛擬工作點(diǎn)不變）在欠壓狀態(tài)下，RP不變，Ic1線性增加，Vcm與Vb基本成線性關(guān)系，這就是放大特性。Vb進(jìn)一步增加，可到達(dá)過壓工作狀態(tài)過壓工作狀態(tài)下，電流出現(xiàn)凹坑，Ic1、Ic0基本不變，Vcm、P0、Pdc與Ic1、Ic0一樣基本不變。圖2-31 Vb對負(fù)載線及工作狀態(tài)的影響 Vb3 Vb2 Vb12.2.4 高頻諧振功率放大器的饋電線路丙類放大器的偏置原則： 集電極合適的工作電壓 基極合適的偏置 負(fù)載是諧振回路（基波諧振阻抗） 外電路對直流近似短路（功耗小） 外電

35、路對諧波近似短路（失真小）1集電極饋電線路（1）串饋 電源、諧振回路、晶體管三者串聯(lián)。晶體管共射組態(tài)，電源的（+）（）端中的任意一端必須接地（參考端），即與發(fā)射極相連。 串饋接法如圖2-32所示。圖2-32 集電極串饋電路 電源是公用的，電源必須通過去耦網(wǎng)絡(luò)饋電去耦網(wǎng)絡(luò)由型網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成去耦用的電感是大電感，稱為射頻扼流圈（RFC）。射頻扼流圈理論上對直流短路，交流開路。實(shí)際工程中要保證：旁路電容C理論上為 ，實(shí)際只要保證上式滿足就行了。串饋缺點(diǎn)： 諧振電容處于高電位，調(diào)試時(shí)不安全； 諧振回路不直接接地， 易受C性能影響 （2）并饋電源、諧振回路、晶體管三者并聯(lián)。并饋電路如圖2-33所示。并饋電路去

36、藕原則與串饋類似并饋優(yōu)點(diǎn)： 諧振電容一端處于地電位，調(diào)試時(shí)可可避免串饋的安全問題（電子管高壓可達(dá)上千伏）并饋缺點(diǎn)：多用一個大功率RFC（大電流）， 諧振回路易受其性能影響 高頻諧功放集電極并饋與串饋電路形式不一樣，但折線近似分析法二者都適用。因?yàn)閷涣鞫裕?；對直流而言，Vce=VCC，所以不論內(nèi)回路還是外回路都滿足方程 。 圖2-33 集電極并饋 2基極饋電線路基極饋電類似于集電極饋電，分為串饋與并饋，都滿足方程 ，折線近似分析法都適用。（1）串饋電源、交流信號源（變壓器、諧振回路）、晶體管三者串聯(lián)（如圖2-34左圖所示）；（2）并饋電源、交流信號源（變壓器、諧振回路） 、晶體管三者并聯(lián)（

37、如圖2-34右圖所示） 。圖2-34 基極饋電線路 （3）為使諧振功放工作于丙類，基極偏置電壓一般要加上負(fù)電壓（需要雙電源）。可采用自給偏壓由單電源供電（如圖2-35所示）。它由串接在發(fā)射極回路或基極回路的低通網(wǎng)絡(luò)（RC并聯(lián)回路）構(gòu)成。低通網(wǎng)絡(luò)兩端的電壓為Ie0Re或Ib0Rb。它們相對于基極是負(fù)的直流電壓，這就是自給偏置電壓。由于 ，為形成同樣的偏置電壓，需要 。自給偏壓網(wǎng)絡(luò)是一種直流負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，可穩(wěn)定輸出電壓振幅值。圖2-35 基極自給偏壓 （4）中小功率高頻諧功放常應(yīng)用“零”偏壓或略微正電壓偏置，以減小對輸入激勵電壓Vb的要求。圖2-36就是“零”偏置電壓及略微正電壓偏置（小于VBZ）電

38、路圖。基極回路必須形成直流通路，為保證晶體管正常工作，一定有單方向流動的基極電流，圖2-36 （a）中的RFC是必須有的。圖2-36 “零”偏置電壓和略微正電壓偏置電路圖 2.2.5 高頻諧振功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)與級間匹配網(wǎng)絡(luò)匹配電路的作用： 阻抗變換：使實(shí)際負(fù)載RL變成丙類最佳工作狀態(tài)所需的諧振阻抗Rp 選頻濾波：選出基波，濾除雜散（諧波等）匹配電路的指標(biāo)： 中介回路效率（品質(zhì)因數(shù)、損耗等）： 其值越接近1越好； 濾波度：選頻網(wǎng)絡(luò)濾去Icn（對高次諧波呈現(xiàn)短路）的能力（其值越大越好） ：圖2-37 高頻諧功放的輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 1輸出匹配網(wǎng)絡(luò)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的作用： 末級輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的負(fù)載是天線

39、，為了保證通信距離，天線應(yīng)該輻射盡可能大的功率。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的調(diào)整是保證有效輻射功率的關(guān)鍵。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的形式： 簡單輸出網(wǎng)絡(luò)工程上很少使用，常用的是復(fù)合輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，主要如圖1-38所示幾種：互感耦合復(fù)合輸出匹配電路、電感、電容部分接入回路、 型輸出匹配電路、T輸出匹配電路等。幾種基本電路電終都可以等效成圖1-38（e）所示的并聯(lián)諧振回路。圖2-38 復(fù)合輸出匹配網(wǎng)絡(luò)（a）復(fù)合匹配 ：變壓器耦合部分接入初次級諧 （b）部分接入（c） （d）T （e）等效電路 （1）互感耦合復(fù)合輸出匹配電路 天線回路調(diào)諧成串聯(lián)諧振狀態(tài)，因此反映到初級回路的反映電阻為（忽略次級損耗r2）：改變M就改變了RP的值，而 可見： 調(diào)節(jié)初級接入系數(shù)p值及次級M值都可以調(diào)節(jié) RP值（臨界狀態(tài)所需的集電極最佳值）； 諧振時(shí)僅含基波電流；式中可見： ，如圖2-39所示。此時(shí)回路附加損耗低，但濾波度差（ ） ； 公式中令RP=