一種移動(dòng)環(huán)境下的信噪比估計(jì)算法及其在多普勒頻移估計(jì)中的應(yīng)用

1、第26卷第5期2005年5月 通 信學(xué)報(bào) Journal on Communications Vol. 26 No. 5May 2005一種移動(dòng)環(huán)境下的信噪比估計(jì)算法及其在多普勒頻移估計(jì)中的應(yīng)用 華驚宇，黃清，滑翰，尤肖虎(東南大學(xué)移動(dòng)通信國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，江蘇南京210096)摘要：利用移動(dòng)信道的功率譜特性，提出了一種基于譜分析的平均信噪比估計(jì)算 法，其實(shí)現(xiàn)可以利用FFT (fast fourier transform)，從而有效節(jié)省了運(yùn)算資源。其 次結(jié)合噪聲環(huán)境下多普勒頻移的理論偏差，提出了基于信噪比估計(jì)的改進(jìn)方法。 計(jì)算機(jī)仿真表明，在一般通信系統(tǒng)的工作信噪比范圍，文章的信噪比估計(jì)方法具 有

2、較高的估計(jì)精度，而且基于信噪比估計(jì)的改進(jìn)多普勒頻移估計(jì)方法在各種移動(dòng) 速度和信噪比下都表現(xiàn)出較高的估計(jì)精度。關(guān)鍵詞：信噪比；電平通過率；多普 勒頻移中圖分類號(hào)：TN929.533文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A文章編號(hào)：1000-436X(2005)05-0132-06 SNR estimation scheme and its application in Doppler shift estimation in mobile communication systemsHUA Jing-yu, HUANG Qing, HUA Han, YOU Xiao-hu (NCRL, Southeast Universit

3、y, Nanjing 210096,China) Abstract: An average SNR estimation method based on mobile channel power spectrum analysis was proposed here. It could be implemented with FFT to reduce operations effectively. In addition, an improved estimation method base on SNR estimation was proposed according to the th

4、eoretical bias of Doppler shift estimator. We verified the proposed algorithms by Monte Carlo computer simulation, the accurate results of the SNR estimator is found in the working SNR range for most communication system, and the high estimation accuracy in wide ranges of velocities and SNRs is obse

5、rved from the results of the improved Doppler shift estimator. Key words: SNR; level crossing rate; Doppler-shift 1引言移動(dòng)通信系統(tǒng)所涉及的信道通常為多徑時(shí)變衰落信道，其接收信號(hào)的幅度和相位 會(huì)隨時(shí)間發(fā)生隨機(jī)變化1。在此條件下，為實(shí)現(xiàn)移動(dòng)通信系統(tǒng)的相干接收，需要 插入帶有確知信息的導(dǎo)頻(pilot)信號(hào)。通過接收導(dǎo)頻信號(hào)，可以估計(jì)出多徑信 號(hào)的幅度和相位信息，由此實(shí)現(xiàn)所需的相干接收。信道平均信噪比是衡量信道惡劣程度的參數(shù)之一，對(duì)于接收機(jī)性能有著較大的影 響；而信道的多普勒頻移是信道

6、參數(shù)變化快慢的標(biāo)志。根據(jù)第三代移動(dòng)通信系統(tǒng) 的要求，移動(dòng)終端應(yīng)具有從靜止環(huán)境收稿日期：2004-04-23修回日期：2004-12-19到500km/h移動(dòng)環(huán)境的適應(yīng)能力，如果采用固定參數(shù)接收機(jī)，代價(jià)是巨大的，因 此移動(dòng)終端應(yīng)采用自適應(yīng)接收機(jī)技術(shù)。最大多普勒頻移fd是用于優(yōu)化自適應(yīng)接收 機(jī)的重要參數(shù)，導(dǎo)頻信道測(cè)量、資源分配、切換判決和功率控制等25自適應(yīng)優(yōu)化算法都必須依賴于對(duì)它的有效估計(jì)。多普 勒頻移的估計(jì)方法包括基于信道相關(guān)特性的估計(jì)47，基于電平通過率(LCR)的估計(jì)8 和基于開關(guān) 分集的估計(jì)9 等，在實(shí)際應(yīng)用中，這些方法的估計(jì)誤差受信噪比和車速影響較 大，利用信噪比估計(jì)進(jìn)行修正將大大擴(kuò)展

7、這些估計(jì)方法的應(yīng)用范圍。本文利用有效到達(dá)徑上信道參數(shù)的估計(jì)值，分基金項(xiàng)目：國家“863”基金資助項(xiàng)目(2001AA123015，2003AA123310)；國家NSFC重大基礎(chǔ)課題基金資助項(xiàng)目(60496311)第5期華驚宇等：一種移動(dòng)環(huán)境下的信噪比估計(jì)算法及其在多普勒頻移估計(jì)中的 應(yīng)用133析其頻域特性，據(jù)此估計(jì)出信道平均信噪比。并且在理論上分析了噪聲環(huán)境下的 基于LCR的多普勒頻移估計(jì)偏差，進(jìn)而利用前述的信噪比估計(jì)修正多普勒頻移 估計(jì)。仿真結(jié)果表明，該修正可以使得通信系統(tǒng)在各種移動(dòng)速度和信噪比下都具 有很高的多普勒頻移估計(jì)精度，其估計(jì)誤差實(shí)現(xiàn)了對(duì)信噪比和車速不敏感。道以及導(dǎo)頻符號(hào)統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的

8、復(fù)數(shù)加性高斯白噪聲(AWGN)。則圖1中信道估計(jì) 模塊估計(jì)出的L徑信1(n),L,c(n)=(c0(n),c1(n),LclT(n)，道參數(shù)為 c1(n) (l=0,1,.L-1)由下確定其中 c*1(n)=rl(n)dpc(n)/|dp(n)|2=cl(n)+*Pv(n)d(n)/ldp(n)l cl(n)+z(n)2系統(tǒng)模型系統(tǒng)傳輸采用時(shí)隙為基本單元，與其他很多高速數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)類似，本系統(tǒng)的信 道估計(jì)利用時(shí)分導(dǎo)頻實(shí)現(xiàn)，其數(shù)據(jù)符號(hào)和導(dǎo)頻符號(hào)在不同的時(shí)刻交替發(fā)送。一個(gè) 時(shí)隙的幀結(jié)構(gòu)如下所示。式中*號(hào)代表共扼操作。z(n)是對(duì)v(n)利用已知導(dǎo)頻符號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)操作引入的估計(jì)噪聲，由于v(n)與

9、導(dǎo)頻符號(hào)統(tǒng)計(jì)獨(dú)立，因此-0.5 -0.4 -03 -3J -0.10 0,1 0.2 0-.3 0.4 0.5購一倆嘛率)為白噪聲，方差為1(n)就等于受噪聲影響的對(duì)真實(shí)信道cl(n)oz2。c的符號(hào)瞬間估計(jì)值。3基于譜分析的信噪比估計(jì)算法移動(dòng)通信中，由于通話雙方的相對(duì)運(yùn)動(dòng)使得接收信號(hào)產(chǎn)生了頻譜擴(kuò)展，其擴(kuò)展程 度由最大多普勒頻移表示，因此接收信號(hào)的能量只分布在多普勒頻移以內(nèi)的頻點(diǎn) 上。圖2是典型的移動(dòng)信道(Jakes模型)幅頻特性圖。P為導(dǎo)頻符號(hào)，被設(shè)計(jì)成具有循環(huán)前綴，以便在進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)去除碼間串?dāng)_ (ISI)，D為數(shù)據(jù)符號(hào)。一個(gè)時(shí)隙內(nèi)的導(dǎo)頻插入是均勻的。系統(tǒng)接收端框圖如圖 1所示。圖1系統(tǒng)

10、接收端框圖圖1中假設(shè)接收信號(hào)經(jīng)歷的多徑衰落為L(zhǎng)徑，接收端從基帶接收信號(hào)提取導(dǎo)頻符 號(hào)送入信道估計(jì)器，估計(jì)出的L徑信道參數(shù)各自經(jīng)過內(nèi)插抑制噪聲后，輸出到最 強(qiáng)徑搜索器，最強(qiáng)徑搜索器統(tǒng)計(jì)L徑的平均功率，選擇功率最強(qiáng)徑輸出到信噪比 估計(jì)模塊。多普勒頻移估計(jì)模塊不斷進(jìn)行LCR檢測(cè)，估計(jì)出多普勒頻移。修正 單元利用輸入的多普勒頻移估計(jì)和信噪比估計(jì)修正偏差，輸出精確的多普勒頻移 估計(jì)值。圖2典型的信道特性曲線從圖2可以看到，信道能量集中在歸一化頻率為0.08以內(nèi)的頻點(diǎn)上，而一個(gè)通 信系統(tǒng)能支持的移動(dòng)速度是有限的，即能支持的多普勒頻移是有上限的。同時(shí)根 據(jù)AWGN的假設(shè)，通帶內(nèi)的噪聲功率譜密度是平坦的，因此

11、通過分析信道的譜 特性，可以得到信噪比估計(jì)。信噪比估計(jì)算法步驟如下：由圖1，通過廣義平穩(wěn)非相干散射(WSSUS)初始化，確定系統(tǒng)支持的多普勒頻移上限信道后，導(dǎo)頻信道第l徑的接收信號(hào) 為fdmax，轉(zhuǎn)步驟(2)； r(n)=c(n)d(n)+v(n) (1)llPcl(n)為第l徑第n個(gè)符號(hào)區(qū)間信道參數(shù)，dp(n)其中，為發(fā)送的已知導(dǎo)頻符號(hào)，n為抽樣時(shí)刻，v(n)為與信利用存儲(chǔ)的信道估計(jì)值計(jì)算信道估計(jì)的功1(n)|2，Ts 為符號(hào)間隔，率譜密度IH(k/Ts)l2=IDFTcDFT為離散傅立葉變換，其長(zhǎng)度為N，轉(zhuǎn)步驟(3)；134-通信學(xué)報(bào)第26卷根據(jù)fdmax將通帶分成M段，每段(N/M)個(gè)樣

12、本，計(jì)算各段的平均功率，轉(zhuǎn)步驟(4)；選擇和值最小的一段作為白噪聲功率譜密進(jìn)而計(jì)算白噪聲平均功率oz2=NxN0/2，轉(zhuǎn)度N0/2，步驟(5)；計(jì)算信道估計(jì)平均功率or2=進(jìn)而計(jì)算信噪比SNR二2r2z在實(shí)際的通信系統(tǒng)中，不可避免會(huì)有噪聲，這將使得電平通過率相對(duì)多普勒頻移產(chǎn)生偏移11。因而定義多普勒頻移估計(jì)值和多普勒頻移真實(shí)值的比值11如瑞瞄_磚 1V知葛Z|H(k/T5)|2,n-0N-1n=o-o，轉(zhuǎn)步驟(6)； oz2ffdANRSA。(6)存儲(chǔ)一段新的信道估計(jì)，轉(zhuǎn)步驟(2)上述算法循環(huán)往復(fù)，迭代進(jìn)行，可以連續(xù)的獲得平均信噪比估計(jì)值。在上述算法中，功率譜密度計(jì)算可以利用FFT進(jìn)行，有效的

13、節(jié)省了運(yùn)算資源。而 FFT的長(zhǎng)度將直接影響頻率分辨率，從而影響本算法的估計(jì)精度，F(xiàn)FT長(zhǎng)度越 長(zhǎng)，精度越高，運(yùn)算量也將上升。在實(shí)際運(yùn)用中，可以綜合考慮需要的精度和運(yùn) 算量，得到一個(gè)折衷。另外fdmax的選擇也需要考慮系統(tǒng)的工作參數(shù)，本文中假 設(shè)最高支持1kHz (對(duì)應(yīng)于510km/h的車速)的多普勒頻移。為了進(jìn)一步的降低存儲(chǔ)要求和提高實(shí)時(shí)性，可以類似文獻(xiàn)10采用指數(shù)平滑法， 或者稱為一階自回歸濾波。只需要將步驟(5)的公式改成 SNR=axSNRold+(1-a)x(or2-oz2)/oz2，這里a可以采用固定常數(shù)，也可以采用自 適應(yīng)算法，這將作為作者未來的研究之一。bsp=(2n)Pfpf+

14、(2n)PPbp=(2n)PPn-ffddf(4)式(4)中假設(shè)經(jīng)典U形信道功率譜以及雙邊功率為多譜密度為N0/2的高斯白噪聲功率譜。其中fd為噪聲環(huán)境下的電平通過率， 普勒頻移估計(jì)值，NRNRS為無噪聲時(shí)的電平通過率，Pav為信道平均功率bsp為考慮了高斯白噪聲時(shí)信道功率譜的p階矩，bp為無高斯白噪聲時(shí)信道功率 譜的p階矩。實(shí)際系統(tǒng)中接收機(jī)噪聲帶寬總是有限的，假設(shè)為B。計(jì)算bsp、bp 是顯而易見的，這里不再贅述，利用其計(jì)算結(jié)果化簡(jiǎn)公式(4)得到1-+(一V-+i 6“+i)人I仲36&6隊(duì)+1)4移動(dòng)信道多普勒頻移估計(jì)的誤差分析與改進(jìn)根據(jù)文獻(xiàn)8，多普勒頻移估計(jì)可以通過統(tǒng)計(jì)電平通過率(LCR

15、)實(shí)現(xiàn)。為此取第 l徑相鄰K個(gè)信1(n)統(tǒng)計(jì)LCR，K值的選取應(yīng)足夠大，道估計(jì)值c使得所對(duì)應(yīng)的區(qū)間遠(yuǎn)大于信道衰落周期值。假設(shè)K1(n)所對(duì)應(yīng)的時(shí)間長(zhǎng)度為T， 且第l徑信道估計(jì)個(gè)c的電平通過率為Nl(n)，則移動(dòng)終端第l個(gè)到達(dá)徑n=其中ys=Pav/N0B定義為符號(hào)級(jí)的平均信噪比1。注式(5)說明基于LCR的多普勒頻移估計(jì)方法的估計(jì)偏差是信噪比、噪聲帶寬和實(shí)際多普勒頻移(車速)比值(帶寬比)的函數(shù)。為8的多普勒頻移fd,l(n)-N(n) (3) fd,ll假設(shè)各徑的最大多普勒頻移是一樣的，本文僅使用最強(qiáng)徑進(jìn)行多普勒頻移估計(jì)，進(jìn)一步的工作是利用多個(gè)徑的估計(jì)結(jié)果進(jìn)行合 并提高精度，這也是作者后續(xù)的

16、工作。注1本文中如果不特別指出，信噪比指比特信噪比。圖3噪聲環(huán)境下多普勒頻移估計(jì)誤差理論曲線第5期華驚宇等：一種移動(dòng)環(huán)境下的信噪比估計(jì)算法及其在多普勒頻移估計(jì)中的 應(yīng)用135與比例因子的比值作為最終的結(jié)果。分塊數(shù)目越多圖3是噪聲環(huán)境下多普勒頻移 估計(jì)誤差理論曲則最終估計(jì)精度越高，但是代價(jià)也越大，可以根據(jù)線，可以看到，給定帶寬比(bandwidth ratio)，則需要選擇。在本文采用的仿真參數(shù)下，當(dāng)信噪比大信噪比越高，n越接近1；給 定信噪比，則帶寬比于20dB或者車速高于180km/h時(shí)，利用式（3）進(jìn)越接近2，n越接近1。因此 要提高多普勒頻移的估計(jì)精度，可以從兩方面入手，一是提高估計(jì)的符

17、行估計(jì)誤差已經(jīng)很小，可以不 需要修正，因此我們號(hào)信噪比，假如采用滑動(dòng)平均（MA, moving的修正方法可 以進(jìn)一步簡(jiǎn)化為僅當(dāng)估計(jì)的信噪比或者多普勒頻移小于閾值才進(jìn)行修正。閾值以及查average）信道估計(jì)器，那就要 加長(zhǎng)平均長(zhǎng)度；二是找表中的比例因子可以根據(jù)仿真或者現(xiàn)場(chǎng)實(shí)測(cè)確減小噪聲帶寬使之接近多普勒頻 移；三是利用先驗(yàn)定，這需要針對(duì)不同的通信系統(tǒng)相應(yīng)進(jìn)行。在本文信噪比等信息進(jìn)行后續(xù)修正。中，把查找表中的車速分成三個(gè)區(qū)間（0，現(xiàn)在結(jié)合仿真進(jìn)行具體的改進(jìn)方法設(shè)計(jì)，首先60）km/h,是提高信道估計(jì)的符號(hào)級(jí)信噪比，這需要改變時(shí)隙（60，120）km/h，（120，180）km/h，信噪比則分結(jié)構(gòu)

18、，重新設(shè)計(jì)導(dǎo)頻序列，這會(huì)占用更多的發(fā)射功為（0,5）dB，（5,10）dB，（10,15）dB，（15,20）率，導(dǎo)致數(shù)據(jù)信號(hào)的符號(hào)信噪 比下降，因此在這個(gè)dB四個(gè)區(qū)間。方向上改進(jìn)并不是很適合；在文獻(xiàn)12中， 針對(duì)不5仿真分析同于本文LCR方法的利用信道相位的多普勒頻移估計(jì)方法，作者提出了利用抽 樣器減小噪聲帶寬的系統(tǒng)采用的仿真參數(shù)如表1所示。方法，獲得了較好的效 果，但帶來了一定的估計(jì)延表1仿真參數(shù)時(shí)和附加運(yùn)算負(fù)擔(dān)；而本文將結(jié)合前述的信噪比估1056bit時(shí)隙長(zhǎng)度信道模型M.1225城市信道模型計(jì)算法和偏差式（5）進(jìn)行后續(xù)修正法的設(shè)計(jì)。1.2288Mbit/s仿真時(shí)間長(zhǎng)度1000碼片速率個(gè)時(shí)

19、隙我們定義歸一化多普勒頻移fm=fd/B，從而=f/B，于是 n=f/f，聯(lián)合式（5）進(jìn) fmdmm行解方程就可以得到6（工 +1）/（1 + 1/久）宜-46+6尤）導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)度載頻 信道采樣間隔32bit有效徑數(shù)編碼方式調(diào)制方式62.11GHz 0.208ms無 QPSK萱=m fm fm= （6） 式（6）可以完成圖1中的后續(xù)修正單元的功 能，可以看到，只要把估計(jì)的信噪比和多普勒頻移輸入修正單元，就可以得到精 確的多普勒頻移估計(jì)。在實(shí)際應(yīng)用中，我們無法得到理想的信噪比先驗(yàn)知識(shí)，只 能用估計(jì)值代替，因此是存在偏差的。式（6）可以視為在信噪比和多普勒頻移 方向進(jìn)行的二維最優(yōu)修正，盡管可以得到

20、很高的精確度，但是付出的運(yùn)算代價(jià)是 巨大的，考慮到實(shí)現(xiàn)代價(jià)和精度的折衷，我們提出一個(gè)簡(jiǎn)化方案，既保證需要的 估計(jì)精度又兼顧實(shí)現(xiàn)的代價(jià)，為了進(jìn)一步提高精度，還可以利用多徑合并。我們事先設(shè)定一個(gè)二維比例因子查找表，將需要支持的多普勒頻移范圍和信噪比 范圍進(jìn)行分塊，每一塊對(duì)應(yīng)于表中的一個(gè)值。修正單元僅僅需要根據(jù)輸入的多普 勒頻移估計(jì)和信噪比估計(jì)在查找表中選擇合適的比例因子，然后輸出輸入多普勒 頻移5.1信噪比估計(jì)結(jié)果定義信噪比的歸一化估計(jì)偏差和均方誤差（MSE, mean square error） SNR|/SNRoSNR=|SNR22（7）MSESNR=E（SNR-SNR）/SNR圖4描述了本文

21、的信噪比估計(jì)器的性能，F(xiàn)FT 長(zhǎng)度的增加使得估計(jì)精度得到提高，這和第3節(jié)的分析是一致的。從4（a）圖可 以看到，隨著實(shí)際信噪比的增加，估計(jì)偏差先減小后增大；而且低信噪比時(shí)高車 速性能較好，高信噪比時(shí)低車速較好。這是因?yàn)楸举|(zhì)上我們的估計(jì)方法就是要估 計(jì)噪聲譜密度，而信噪比較高時(shí)，實(shí)際噪聲譜密度很小，因此我們的統(tǒng)計(jì)方法會(huì) 帶來與之大小具有可比性的誤差，但是在低信噪比時(shí)，這個(gè)誤差相對(duì)于實(shí)際噪聲 譜密度來說是可以忽略的。圖4（b）描述的是估計(jì)器的均方誤差，這里的均方誤 差已經(jīng)對(duì)車速進(jìn)行了平均，可以看到均方誤差隨著信噪比增加先下降后上升，但 是最大不超過0.23。必須看到，本文估計(jì)方法的最佳估計(jì)范圍為3

22、12dB，恰恰 包含了一136-通信學(xué)報(bào)第26卷般通信系統(tǒng)的工作信噪比范圍510dB，因此我們的信噪估計(jì)算法具有很高的實(shí) 用價(jià)值。y- -SOlmrA ? FFT sf.sg 256* 60tanttAsFFT size SR2碰kun/虬 FFT 就窈 1024 f = fiOknu/Ihi. FFT size 2048 s 24Ctan/Di?FFirsi 256 淄小 240bnA,FHr si5L2240krn/lfJ.FFT 航參 11024-A ffL n*in - !ecjieI。5W1520SN鼠謎C.2Sjj =r= rir i 引猊FFT血房204官(MS-不同F(xiàn)H1愜度車

23、建的偷奸儡差W?/dB（b）不同EFT檢度的恰計(jì)妁方誤差頻移范圍內(nèi)相對(duì)誤差都較小，即使信噪比為5dB,在高速時(shí)也能很接近真實(shí)值， 上述仿真結(jié)果很好地吻合了第4部分的誤差分析，即車速越高，多普勒 注頻移越接近噪聲帶寬3,使n趨向1；信噪比越大，同樣使n趨向1，這是式（5）的直接表現(xiàn)。相對(duì)于未修正的LCR方法，從圖5（a）可以看到修正后估計(jì) 偏差大大減小，其0dB信噪比的曲線在多普勒頻移200Hz以上時(shí)與未修正時(shí)的 20dB曲線貼近，而多普勒頻移小于200Hz時(shí)，修正后的0dB曲線甚至要比未修 正的20dB曲線精確。圖5（b）是幾種方法的均方誤差能曲線，可以看到修正后 的均方誤差波動(dòng)大為減小，在接

24、近20dB時(shí)，修正后的均方誤差比未修正的均方 誤差略大，但是這個(gè)信噪比已經(jīng)超出一般通信系統(tǒng)的工作信噪比范圍，這個(gè)微小 的差值也并不影響修正方法的整體性能。在信噪比為510dB時(shí)，修正后的均方誤 差相對(duì)于未修正方法下降了至少1個(gè)數(shù)量級(jí)。綜上所述，我們可以發(fā)現(xiàn)本文的修 正LCR方法可以提供對(duì)信噪比不敏感的精確多普勒頻移估計(jì)，在系統(tǒng)工作信噪 比范圍510dB，具有穩(wěn)定的估計(jì)均方誤差，可以可靠的運(yùn)用于需要精確的多普 勒頻移估計(jì)值的場(chǎng)合。修正前屐,球僧正后海.SNR OdB* 正后擊獲，S成藤正后方袪=瞪廚如irem仍Efith仲10WMB也）不同方被胸仙誹均方快JL |I I *3：- 一,. . 2

25、* 1 二 I I50 103 150 E 250 303 350 地廠頑T 500莫寒簍警勘障陽使）不同方法能鐳,恨短m（8）式（8）中fd,i是仿真采用的各個(gè)速度相對(duì)應(yīng)的多普是其相應(yīng)的多普勒頻移估計(jì)值，勒移偏真實(shí)值，fd,i圖4信噪比估計(jì)器的性能5.2 LCR方法修正前后的比較分析第4部分從理論上分析了未改進(jìn)LCR方法的多普勒頻移估計(jì)誤差，在這里我們給出仿真得到的修正前注后估計(jì)曲線，同時(shí)給出文獻(xiàn)4中的方法2作為比較。類似式（7），定義多普勒頻移估計(jì)的偏差和均方誤差odoppler=|d-fd|/fdMSEdoppler2/f2/m=ZE|fd,i-fd,id,ii=1m為采用的速度數(shù)目。圖

26、5是仿真得到的修正前后LCR方法和文獻(xiàn)4方法的估計(jì)性能比較圖，可以看 到文獻(xiàn)4方法在各個(gè)信噪比都比LCR方法差。從圖5(a)可以看出，信噪比越 高或者車速越高，估計(jì)值都越接近真實(shí)值，在信噪比大于10dB以上時(shí)，在很大 的多普勒注2原始的該方法不作修正的話，性能較差，需要修正，二者比較的理論分析見 文獻(xiàn)6。注3前提是保證噪聲帶寬要大于2倍的多普勒頻移。圖5多普勒頻移估計(jì)曲線圖第5期華驚宇等：一種移動(dòng)環(huán)境下的信噪比估計(jì)算法及其在多普勒頻移估計(jì)中的 應(yīng)用-137- 5結(jié)論10查特菲爾德，駱振華譯.時(shí)間序列分析引論M.廈門:廈門大 學(xué)出版社，1987.84-87. 11 STUBER G L. Pri

27、nciples of Mobile CommunicationM. Kluwer, 2001. 12華驚宇，尤肖虎.移動(dòng)通信中一種不受功率控制影響的多普勒頻 偏估計(jì)方法J.通信學(xué)報(bào),2004, 25(5): 1-9.本文首先針對(duì)移動(dòng)信道的頻域特性，提 出了一種平均信噪比估計(jì)算法，接著分析了 LCR的理論偏差，并利用信噪比估 計(jì)提出了修正方法，大幅度提高多普勒頻移估計(jì)精度和相對(duì)于系統(tǒng)信噪比的估 計(jì)穩(wěn)定性，最后用計(jì)算機(jī)仿真驗(yàn)證了上述兩種算法的優(yōu)越性能。同時(shí)本文的兩種 算法簡(jiǎn)單易行，應(yīng)用廣泛，可用于任何具有連續(xù)或者時(shí)分導(dǎo)頻的自適應(yīng)通信系 統(tǒng)。參考文獻(xiàn)：1 JAKES W C. Microwave M

28、obile CommunicationsM. NewYork, 1974. MONK A M, MILTEIN L B. Open-loop power control error in a land mobile satellite systemJ. IEEE J Sel Areas Comm, 1995,3(2): 205-212. 3 CAVERS J K. An analysis of pilot symbol assisted modulation for Rayleigh fading channelJ. IEEE Trans VT, 1991，作者簡(jiǎn)介：華驚宇(1978-)，男，浙江文成人，東南大學(xué)移動(dòng) 通信國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室博士生，主要研究方向?yàn)樾诺拦烙?jì)與同步。黃清(1962- )，男，江蘇南京人，東南大學(xué)無線電工程系教授，主要研究方向?yàn)橥ㄐ烹娐?設(shè)計(jì)。40(4):683-693. 4 SAMPATH A, HOLTZMAN J. Estimation of maximum D