10定頻副邊諧振單端功率變換器的分析與設(shè)計

1、定頻副振單端功率變換器的分析與設(shè)計勇（電子科技大學(xué)能源科學(xué)與電動汽車動力系統(tǒng)與安全技術(shù)611731;611731），電子科技大學(xué)摘要：針對傳統(tǒng)單端反激變換器開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力較高、變壓器勵磁電感儲能、變換器工作于硬開關(guān)等缺點，本文結(jié)合副振技術(shù)和半波整流電路，實現(xiàn)了單端功率變換器二極管的零電流關(guān)斷、降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，從而了變換器的效率。文中分析了不同諧振占空比條件下變換器的工作原理，同時，基于頻域分析法對副振單端變換器進行了詳細(xì)分析，給出了變換器的電路元件的參數(shù)設(shè)計曲線，從而得到變換器的直流穩(wěn)態(tài)特性。分析結(jié)果表明，開關(guān)管和諧振電容電壓應(yīng)力隨諧振占空比的變化不同的特性，合理設(shè)計諧振占空比

2、實現(xiàn)應(yīng)力的最優(yōu)化，從而變換器的效率。此外，給出了與傳統(tǒng)反激變換器的對比分析，證實了該變換器的高效率性。最后，通過實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性。：副振 單端變換器 定頻控制 頻域分析法ysis and Design of Fixed-frequency secondary-side resonantsingle-endeder ConverterCHEN Zhangyong1,2, CHEN Yong1,2, CHEN Qiang1,2(1.School of Energy Science and Engineering, University of Electronic Science an

3、d Technology of China ( Chengdu611731China; 2. Institute for Electric Vehicle Driving System and Safety Technology,611731China), ChengduAbstract: Due to the demerits of high voltage stress and hard switching for the switch and diodes exist in traditionalsingle-ended flyback converter, a secondary re

4、sonance single-ended isolated converter isyzed in this pr. Bycombining the secondary resonance technology and the half-wave rectifier circuit, the zero-current turd-oor diode andlow switching voltage stress for theer switch are achieved, and thus efficiency of the converter is improved. Moreover,the

5、 operational principle of the proed converter under different resonant duty cycle isyzed, characteristics ofconverter isyzed in detail based on the frequencyysis method, and the parameter design c urve of thecircuiement of the converter is given. Theysis results showt the voltage stress ofer switch

6、and the resonantcapacitor show different characteristics with the change of the resonant duty cycle, and the resonant duty ratio is de signedto optimize the stress to improve the efficiency of the converter. In addition, a comparativeysis with the traditionalflyback converter is given to confirm the

7、 high efficiency of the converter. Finally, the correctness of the theoreticaly sisis verified by the experimental results.Keywords: Secondary resonance; single-ended isolated converter; fixed-frequency control; frequencyysis降低開關(guān)噪聲，因而軟開關(guān)技術(shù)在功率變換器電路領(lǐng)域受到越來越多的關(guān)注。諧振軟開關(guān)技術(shù)是通過在變換器中增加諧振電容和諧振電感元件，為實現(xiàn)開關(guān)管和二極管的軟

8、開關(guān)創(chuàng)造條件，且可有效利用電路的寄生元件，是目前應(yīng)用最廣泛的軟開關(guān)技術(shù)。單端變換器1-7具有電路拓?fù)浜唵?、元器?引言變換器的功率密度和效率一直是工業(yè)界追求的目標(biāo)，而增加變換器的開關(guān)頻率是功率密度的有效，但帶來嚴(yán)重的開關(guān)損耗和電磁干擾。軟開關(guān)技術(shù)可實現(xiàn)變換器的零電壓開關(guān)(Zero voltage Switching, ZVS)或零電流開關(guān)(Zero current Switching, ZCS),降低開關(guān)管的開關(guān)損耗，個數(shù)少、成本低、便于控制等優(yōu)勢，在中小功率應(yīng)用場合得到廣泛應(yīng)用。文獻2-3提基金項目：國家自然科學(xué)基金資助(51607027)，高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費專項（ 課題：ZYGX2016K

9、YQD123）源 Vin 組成（為了便于分析，這里忽略了 RCD 吸收電路的影響）；變壓器副邊由諧振電感 Lr 和諧振電容 Cr，以及半波整流電路 D1、D2 組成， Co 為輸出端濾波電容，RL 為等效負(fù)載電阻。其中，變壓器等效為勵磁電感 Lm 和變比為 1:n 的理想變壓器，副邊漏感可包含于諧振電感中。為了簡化分析，假設(shè)：出了單端功率變換器在 LED 驅(qū)動器中的應(yīng)用研究；在微逆變器前端變換器應(yīng)用場合4-6，通過有效調(diào)節(jié)變壓器的變比，實現(xiàn)變換器的高升壓增益，同時，采用變換器副邊級聯(lián)或串并聯(lián)技術(shù)，通過增加乘法器單元6或 forward 電路單元7進一步變換器的電壓增益，降低副邊二極管的電壓應(yīng)力

10、。此外，采用有源箝位技術(shù)或輔助無源吸收電路8，可抑制原邊開關(guān)管的電壓尖峰，回收變壓器原邊的漏感能1)2)開關(guān)管和二極管均為理想元件；輸出電容 Co 兩端電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)保持不變，勵磁電感足夠大可認(rèn)為恒流源 Im；勵磁電感 Lm 工作于 CCM 模式；認(rèn)為諧振腔品質(zhì)因數(shù)較高，可認(rèn)為流過諧振腔電流為正弦波形；量，變換器的效率。然而，以上采用的技術(shù)均是通過增加變換器的成本和電路復(fù)雜度來實現(xiàn)變換器性能的提高，且采用副邊級聯(lián)或串并聯(lián)電路單元，并沒有改變傳統(tǒng)單端變換器故有的缺點；增加輔助無源吸收電路，變換器的工作模式分析變得復(fù)雜，輔助元件的優(yōu)化設(shè)計較為復(fù)雜，不易實現(xiàn)。因此，為了從本質(zhì)上改善單端 Fly

11、back 功率變換器的性能，結(jié)合副振技術(shù)7,9-13，可有效利用電路的寄生元件，無需增加電路成本，且實現(xiàn)了變3)4)T1D1C RLmvD1oLD2CrVin1:n換器的軟開關(guān)。文獻9-Resonant 單端S1變換器實現(xiàn)了二極管的零電流關(guān)斷，二極管電壓箝位于輸出電壓，降低了電壓應(yīng)力。文獻7不對稱 Flyback-Forward 變換器，可在寬負(fù)載范圍實現(xiàn)圖 1副振單端功率變換器電路拓?fù)渥儞Q器的搞效率。此外，副半橋全橋變換器10-11，可在變換器電路中引入副振技術(shù)擴展應(yīng)用于電路的性能。然而，2.2工作原理分析變換器工作頻變占空比模式，如圖 2 所示振技術(shù)，使變換器工作變換器存在三種不同的工作波

12、形。其中，Ts,Tr 分別為開關(guān)周期和諧振周期，D 為開關(guān)管 S1 的導(dǎo)通占空比， Dr 為諧振占空比， Dr=0.5Tr/Ts= fs/(2fr),模式分析變得復(fù)雜，電路元件參數(shù)設(shè)計方程不能輕易得到。此外，諧振帶來的額外環(huán)流損耗和導(dǎo)通損耗將降低變換器的性能。而從目前已有的文獻來fr( fr 1/(2LrCr ) )為諧振頻率，fs 為開關(guān)頻率。根據(jù)占看，還未見有副振單端變換器的元件電路方程的式，可供設(shè)計者或工程師查閱和使用，便于vgs更快的對該類變換器 進行優(yōu)化分析與設(shè)計?；谝陨戏治?，本文基于頻域分析法對副振單端變換器進行了詳細(xì)分析。首先，對不同諧振占空比的工作模式進行了分析，給出了變換器

13、的電路元件的參數(shù)設(shè)計方程，繪制了關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計曲tiS1tiD1t(a)線，為設(shè)計者提供副振變換器的有效設(shè)計選擇方案。同時，對傳統(tǒng)單端變換器進行對比分析，證實了該變換器的有效性和適用性。最后，并通過實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性。vgsS1t0Ts2變換器工作原理分析iS1t2.1變換器電路架構(gòu)iD1t本文研究的副振的單端功率變換器電路(b)拓?fù)淙鐖D 1 所示，變壓器原邊由開關(guān)管 S 和輸入電1 * *S10TsVCr IoTs = VoTs(1)=K VoCrRLCrvgsS1式中，參量 K=Ts/(RLCr).t0TsiS1vD2tt0TsiD1tis(c)圖 2變換器的主要工作波形：(a

14、)DDr.tI mnDDr。當(dāng)占空比 DDr時，流過二極管 D1 的電流不能回零，二極管存在反向恢復(fù)損耗，變換器的工作波形如圖 2(a)所示。圖中，V圖 3變換器的不同工作模式下的關(guān)鍵波形因此，由以上分析，三個關(guān)鍵波形的表達式：1)在 DDr 的工作模式下： 0, 2 DrV0 1 ) 2 Dr, 2 D(4)vD2 (nVin VCrVCr20 2 D, 2 Isin( 1 ) 2Dr 0, 2 D sr當(dāng)開關(guān)管 S 關(guān)斷后，勵磁電感電流 I 通過副邊釋1mis ( ) 0 2 Dr , 2 D 2 D, 2 (5)放能量，二極管 D 導(dǎo)通，二極管 D 箝位于輸出電21Im壓，諧振電容 C

15、充電。負(fù)載端與諧振腔脫離，輸出 nr濾波電容為負(fù)載提供能量。變壓器原邊電壓波形可表示為 0, 2 D3nVin變換器工作特性分析v ( ) (6)I nsec D) ( 2 D) 2 D, 2 m V (2CrsCr3.1變換器的頻域分析式中， VCr (2 D) VCr 0.5VCr .對二極管波形 vD2、諧振腔電流波形 is 進行由前述的工作模式可知，變壓器原邊電壓在開關(guān)管 S1 導(dǎo)通時箝位于輸出電壓 Vin，在開關(guān)管 S1 關(guān)斷時，由于勵磁電感足夠大，勵磁電感電流 Im 對諧振充電，變壓器原邊電壓為諧振電容電壓折算到變壓器原邊的電壓。在三種工作模式下，二極管 D2兩端電壓和諧振腔電流

16、is 存在不同的波形，其波形如圖 3 所示。其中，Im 為勵磁電感電流，Vo 為輸出電壓，Vin 為輸入電壓，VCr 為諧振電容的平均電壓，VCr 為諧振電容的紋波電壓，且 VCr 可表示為葉分析，其直流分量為：1)在 DDr 的工作模式下：電壓Vin與諧振電容峰值電壓折算到原邊的電壓之 12 v(9)( )d =D V (D D )(nV V VD2D2r orinCr20和，故有，開關(guān)管S 的電壓應(yīng)力為112D II D K 122 0I )d =(1 D)r s m(10)i ( 1 Ds_avesn Vs1 (17)V Dr ( K 1S1_ peakVin變壓器原邊電壓波形 vsec

17、 的直流分量為：12 (D 2 vr( )d =D nV V (1 D)(11)V secsecinCr203.2電壓增益?zhèn)鬏敱扔梢陨戏治隹芍?，為了求得電路的特性方程，需要增加限定條件。由圖 1 所示的電路拓?fù)渥儞Q器工作于穩(wěn)態(tài)時，有以下限定條件：1) 勵磁電感滿足伏秒平衡，即變壓器原邊電壓，的直流分量為零，諧振電容平均值 VCr 等于二極管電壓的平均值，VCr=VD2,DVoD Dr D V1 (12)V (2nVin ) ( Dr )r oVCrCrD DrD D 1r2) 諧振電容滿足電荷平衡，即諧振腔中電流 is的直流分量為零，Is_ave=0.105 Im (1 D)D Dr2 D 2

18、nD sin 2Dr0(13)0 2I 0.4占空(br s Im2nD(1 D)D Drr圖 4變換器中開關(guān)管的電壓應(yīng)力曲線:(a)隨諧振占空此外，由圖 1 中的電路拓?fù)淇芍?，由于諧振腔平均電流為零，可知勵磁電感電流等于輸入電流，比 D 變化的曲線；(b) 隨參數(shù) K 變化的曲線r由圖4可知，開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力隨占空比的增加而增加，由圖4(a)可知，隨諧振占空比的增大，開關(guān)管電壓應(yīng)力幾乎不受諧振占空比的影響；由圖 4(b)可知，隨參數(shù)K增大(負(fù)載RL減小，負(fù)載加重或減小諧振電容值Cr，或增大開關(guān)周期)，開關(guān)管電壓應(yīng)力略有升高。 從圖4中可知，在占空比D小于0.6以下，開關(guān)管的電壓應(yīng)力可以保

19、持在33.5Vin以下，當(dāng)占空比超過0.6，其電壓應(yīng)力急劇上升，在實際設(shè)計中，應(yīng)在電壓傳輸增益與電壓應(yīng)力之間作折中考慮。3.4勵磁電感的設(shè)計原則I =I , I 為平均輸入電流。m in in3) 變換器工作于穩(wěn)態(tài)時，諧振腔電流為零，可知，流過二極管 D 和 D 的電流均等于輸出電流平12均值，即 I =I =I ，而D1 D2 o12 i( )d = Im (1 D)I(14)D1D120n基于以上的限定條件， 且認(rèn)為變換器是無損的，其輸入功率等于輸出功率。由此，器的電壓增益?zhèn)鬏敱瘸鲎儞Q(15)Dino3.3開關(guān)管和二極管的設(shè)計原則由變換器的工作模式分析可知，勵磁電感電流紋波可表示為由以上分

20、析可知，變換器中二極管D1,D2的電壓均箝位于輸出電壓，電流平均值為輸出電流Io，故有Im Vin DTs(18)LmVD1,stress VD2,stress =Vo(16)本文中設(shè)計勵磁電感滿足紋波電流為輸入電流的10%，以滿足勵磁電感電流恒定不變的假設(shè)。在開關(guān)管關(guān)斷后，開關(guān)管S1兩端的電壓為輸入開關(guān) 電壓應(yīng)力 V3.5與 flyback 變換器的對比分析由圖5可知， 該諧振變換器的輸出電壓幾乎不受諧振頻率的影響，在開關(guān)頻率大于或小于諧振頻率的條件下，輸出電壓值保持不變。且可以看出，當(dāng)開本人研究的副 振 變換器與傳統(tǒng)單端 flyback變換器電路拓?fù)溥M行比較， 如表1所示?？申P(guān)頻率小于諧振

21、頻率時，副振電流可回零，即知，1) 副振單端變換器表現(xiàn)為升壓增益特性，可實現(xiàn)二極管D1的零電流關(guān)斷，消除了二極管的反向恢復(fù)損耗。測得輸出電壓Vo=24V，與理論計算值基本保持一致。圖6 和圖7 分別為不同諧振頻率下輸出端二極管的電壓波形和開關(guān)管的電壓電流波形。從圖6可以看出，二極管D2兩端電壓箝位于輸出電壓，與傳統(tǒng)Flyback變換器相比，減小了二極管的電壓應(yīng)力。從圖7可以看出， 開關(guān)管電壓應(yīng)力幾乎不受諧振頻率的影響，與理論分析基本一致。且如圖7(b)所示，當(dāng)諧振頻率大于開關(guān)頻率時，開關(guān)管的關(guān)斷電流較圖7(a) 更小，即選取frfs, 可減小開關(guān)管的關(guān)斷損耗。圖8給出了不同占空比條件下， 開關(guān)

22、管的電壓電流波形。而flyback變換器為升降壓增益特性；2) 副振變換器二極管電壓箝位于輸出電壓，而flyback變換器輸出端二極管電壓應(yīng)力隨占空比變化而變化，且始終大于輸出電壓；3) 從開關(guān)管應(yīng)力上來看，副振變換器中開關(guān)管的應(yīng)力略高于flyback變換器，其主要原因是由諧振電容紋波電壓引起的，在實際設(shè)計中，如果滿足紋波電壓足夠小，其應(yīng)力可近似與flyback變換器相當(dāng)；4) 副振單端變換器中勵磁電感平均電流等于輸入電流，而flyback變換器中勵磁電感大于輸入電流，表明同等功率條件下，副邊諧振單端變換器中勵磁電感所需儲能的能量更小，便于勵磁電感的設(shè)計。表1與flyback變換器的對比分析V

23、o20V/divVo20V/divis2A/divis2A/divt2us/divt2us/div(a) Cr=0.47F(b) Cr=0.1F圖5不同諧振頻率下輸出電壓Vo實驗波形4實驗驗證VD220V/divVD220V/div4.1實驗參數(shù)is2A/divis2A/div為了驗證理論分析的正確性，搭建副振單t4us/divt4us/div端功率變換器的實驗， 變換器的關(guān)鍵參數(shù)如(a) Cr=0.47F(b) Cr=0.1F下：輸入電壓Vin=5V，輸出電壓Vo=24V，輸出濾波電容Co =220F，開關(guān)頻率fs=100kHz。由變換器的參數(shù)可知，電壓傳輸比M=24V/5V=4.8，折中考

24、慮耦合電感變比與二極管電壓應(yīng)力之間的關(guān)系，選取耦合電感變比n=2.9，根據(jù)式(15)計算出所需的占空比D=0.4。耦合電感選取TDK公司的ETD34磁芯，原副圖6不同諧振頻率下二極管VD2實驗波形vs110V/divvs110V/divis110A/divis110A/divt4us/divt4us/div(a) Cr=0.47F(b) Cr=0.1F邊匝比為10T：29T，原邊勵磁電感L =40H，副邊m圖7不同諧振頻率下開關(guān)管電壓電流實驗波形漏感 L =6H 。 實 驗 中 采 用 開 關(guān) 管 S 的 型號 為s1STP19NF20，二極管D1和D2的型號為MUR10100。4.2實驗驗證

25、vs110V/divvs110V/divis110A/divis110A/div如圖5圖7所示為滿載工作時， 副振單端t4us/divt4us/div功率變換器的實驗波形。圖5(a)和圖5(a)分別為選取不同的諧振電容值條件下，輸出電壓的實驗波形。(a) D=0.4(b) D=0.7is1: 10A/div vs1: 10V/divis1: 10A/div vs1: 10V/divis: 2A/div vD2: 20V/divis: 20V/div Vo: 20V/divis1: 10A/div vs1: 10V/divis1: 10A/div vs1: 10V/divis: 20V/div

26、Vo: 20V/divis: 2A/div vD2: 20V/div本文的變換器Flyback變換器Vo/Vin VD1_stress VD2_stress VS1_stress Imn/(1D)nD/(1D)VoVo/DVo-Vin(1+K)/( 1D)Vin/(1D) IinIin/D圖8不同占空比開關(guān)管電壓電流實驗波形IEEE App der Electronics Conference andC 2014. IEEE, 2014: 3323-3328.Exition-圖 9 所示為副振單端功率變換器和3Zhao C, Zhang J, Wu X. An Improved Variabl

27、e On-TimeFlyback 變換器的效率測試曲線。由圖 9 可知，本文Control Strategy for aFlyback PFC ConverterJ.er Electronics, 2017, 32(2):研究的副振變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)，其效率均IEEE Tran 915-919.W.-Y. Choiconditioningions on高于傳統(tǒng)的 Flyback 變換器，分析其原因，副振變換器二極管電壓應(yīng)力降低，合理設(shè)計諧振參數(shù)且可實現(xiàn)二極管的零電流關(guān)斷，開關(guān)管的關(guān)斷電流4and J.-Y.Choi, High-efciencyersystem for grid-connec

28、ted photovoltaic減小，關(guān)斷損耗減小，且副振變換器的勵磁電modulesJ. Journal of561567.er Electronics,2011, 11(4):感的能量比傳統(tǒng) Flyback 變換器較小，相對而言，不容易飽和且銅耗減小，因此，副振變換5York B, Yu W, Lai J S. Hybrid-frequency modulation for器效率性能更佳，在中小功率應(yīng)用場合具有廣闊的前景。- egratedions onresonantconvertersJ.IEEETraner Electronics, 2013, 28(2): 985-994.936S

29、piazzi G, Mattavelli P, Costabeber A. High step-up ratioflyback converter with active cl multip rJ. IEEE Tranions on2011, 26(11): 3205-3214.and voltageer Electronics,9291907Lee H S, Choe H J, Ham S H, et al. High-EfficiencyAsymmetric Forward-Flyback Converter for Wide Output89er RangeJ. IEEE Tran201

30、7, 32(1):433-440.ions oner Electronics,88 01020304050輸出功率Po效率對比曲線8Vartak C, Abramovitz A, Smedley K M.ysis anddesign of energy regenerative snubber for transformer圖 9isolated convertersJ. IEEE Tranions onElectronics, 2014, 29(11): 6030-6040.er5結(jié)論本文研究了副振單端功率變換器，分析了9Park K B, Kim C E, Moon G W, et al.

31、 single-switch isolated converterJ. IEEE Traner electronics, 2009, 24(8): 1876-1886.resonantions on該變換器的工作原理及增益特性，給出了變換器關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計依據(jù)。實驗結(jié)果表明，在傳統(tǒng)flyback變換器電路拓?fù)渥儔浩鞲边呉胫C振技術(shù)后，二極管電壓應(yīng)力箝位于輸出電壓，開關(guān)管電壓應(yīng)力幾乎與傳統(tǒng)單端變換器的一致，且能實現(xiàn)二極管的零電10勇, 許建平, 等. 不對稱半橋副振變換器J.電機與控制學(xué)報, 2013, 17(10): 39-45.Chen Zhang-yong, Xu Jian-, Zhang Fei. Asymmetrichalf-bridge secondary-side r